【正文】 Error! Please input again39。)+1。 %將輸入序列轉(zhuǎn)化為(2,length(x)/2)的矩陣 R=double(R)。)調(diào)用子函數(shù)：%調(diào)制函數(shù)function mod_out=modulation(mod_in,mod_mode)%% Function discription:%%根據(jù)輸入的調(diào)制方式，對輸入序列MOD_IN進行調(diào)制，分別采用BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM，%%完成對星座圖的映射，：先寫出十進制情況下從0 到N1%%（N為星座圖的點數(shù)）所對應(yīng)的星座坐標；再將輸入的二進制序列轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的%%十進制，以查表的方法查出對應(yīng)點的復(fù)數(shù)坐標，即為調(diào)制映射后的結(jié)果。,39。ebr1和ebr239。xlabel(39。,MSNR,ebr2,39。 end ebr1(i)=sum1/10。 for ii=1:(length(Source_Bits2)) if y2(ii)~= Source_Bits2(ii) NumOfErrorBit2 = NumOfErrorBit2+ 1。%計算系統(tǒng)的誤碼率 sum1=sum1+EBR1(j)。%解QPSK調(diào)制%解擴并計算誤碼率Y1=xor(Demod_Sequence,X2)。FFT_Out = conj(Demod_In_Data(:,1:NumOfSymbolPerFrame)39。 %產(chǎn)生第二徑衰落信號Noised_Transmited_Signal=Serial_Signal+0*Serial_Signal_2path+Rnoise。Rnoise=rasd(44450,alpha,beta,x,miu)。 %進行QPSK調(diào)制R_Modulated_Sequence=reshape(Modulated_Sequence,NumOfSubcarrier,NumOfSymbolPerFrame)。%產(chǎn)生D m_sequence2=Msequence(D2)。%產(chǎn)生D m_sequence1=Msequence(D1)。 sum2=0。 %var信號方差 (var=0)MSNR=0::4。%set parameters alpha脈沖噪聲alpha=2。%NumOfErrorBit1=0。 %調(diào)制方式為QPSKNumOfSymbolPerFrame=50。close all。首先感謝我的導(dǎo)師江金龍老師在我的畢業(yè)課題的研究工作中對我的教誨和指導(dǎo)，各個環(huán)節(jié)江老師都傾注了大量的精力，使我最后完成了學位論文的撰寫。通信系統(tǒng)的性能分析和仿真，隨著通信技術(shù)、信息技術(shù)和計算機技術(shù)的發(fā)展以及網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)的大量應(yīng)用，顯得越來越重要。即使如此，在我的畢業(yè)設(shè)計的整個過程中，以上的結(jié)果已經(jīng)令我受益匪淺了。并且，如何將擴頻后的兩路信號合并成一路信號存在疑問。在相同的條件下，用戶的誤碼率大致上隨信噪比的增大而減小，當信噪比增大到一定值時，用戶的誤碼率都為0。當時，仿真結(jié)果為：圖49 在的脈沖噪聲下的傳輸誤碼率由圖49可知：當0MSNR7dB 時，用戶的誤碼率基本上是隨系統(tǒng)信噪比的增大而減?。划擬SNR=7dB時，用戶的誤碼率都為0。圖 46 滾降系數(shù)分別為0（矩形函數(shù)）、 在脈沖噪聲的OFDM系統(tǒng)多用戶檢測性能仿真實現(xiàn) 抗噪聲性能分析在相同的條件下，分別在傳輸信道中加入穩(wěn)定分布噪聲即脈沖噪聲（參數(shù)為、），系統(tǒng)輸出后對誤碼率進行比較。圖46中給出在128個子載波的情況下，不同滾降系數(shù)升余弦窗函數(shù)時OFDM符號的功率譜密度。經(jīng)過加窗處理后的OFDM符號間如圖45。但即使是在256個子載波的情況中，其 －40dB帶寬仍然會是 －3dB帶寬的4倍，參見圖4－4。因此這種一個子信道頻譜出現(xiàn)最大值而其它子信道頻譜為零點的特點可以避免載波間干擾（ICI）的出現(xiàn)。圖中給出了相互覆蓋的各個子信道內(nèi)經(jīng)過矩形波形成型得到的符號的函數(shù)頻譜。這種正交性還可以從頻域角度來解釋。其中，所有的子載波都具有相同的幅值和相位，但在實際應(yīng)用中，根據(jù)數(shù)據(jù)符號的調(diào)制方式，每個子載波都有相同的幅值和相位是不可能的。 (42) 其中的實部和虛部分別對應(yīng)于OFDM符號的同相（Inphase）和正交（Quadraturephase）分量，在實際中可以分別與相應(yīng)子載波的cos分量和sin分量相乘，構(gòu)成最終的子信道信號和合成的OFDM符號。這樣，不僅可以還原出數(shù)據(jù)比特原來的順序，同時還可以分散由于信道衰落引起的連串的比特錯誤使其在時間上近似均勻分布。與一大串錯誤連續(xù)出現(xiàn)的情況相比較，大多數(shù)前向糾錯編碼（FEC：Forward Error Correction）在錯誤分布均勻的情況下會工作得更有效。由于調(diào)制模式可以自適應(yīng)調(diào)節(jié)，所以每個子載波的調(diào)制模式是可以變化的，因而每個子載波可傳輸?shù)谋忍財?shù)也是可以變化的，所以串并變換需要分配給每個子載波數(shù)據(jù)段的長度是不一樣的。在使用在分數(shù)低階穩(wěn)定分布噪聲模型作脈沖噪聲模型時，不失一般性地，常設(shè)位置參數(shù)=0，設(shè)特征值數(shù)=1，對稱參數(shù)=0。第四章 在脈沖噪聲下的OFDM系統(tǒng)多用戶檢測性能分析 噪聲的產(chǎn)生在通信系統(tǒng)模型中，傳輸中加性噪聲都假設(shè)為高斯噪聲,事實上,高斯噪聲是理想噪聲,在許多實際應(yīng)用中,所遇到的諸如水聲、低頻大氣噪聲以及許多人為噪聲等,往往具有一定的甚至比較顯著的脈沖特性,這種噪聲不符合高斯分布。由式（326）有 （327）式中的即為在給定混合信噪比下信號s(n)的標準差。在高斯信號噪聲條件下，通常采用對數(shù)信號噪聲功率比。假定我們要產(chǎn)生階數(shù)為的穩(wěn)定分布序列x(n)，滿足和。如果觀測信號或噪聲可被看作很多獨立同分布之和，則由廣義中心極限定理，使用穩(wěn)定模型來描述是合適的。這就是說，穩(wěn)定分布的拖尾比高斯分布的拖尾要厚，實際上，值越小，其分布的拖尾越厚。高斯分布與穩(wěn)定分布的主要區(qū)別在它們的拖尾。與高斯分布的情況相同，用穩(wěn)定分布作為統(tǒng)計建模工具的理論依據(jù)也是源于中心極限定理。 廣義中心極限定理由式（322）可知，當時，穩(wěn)定分布的特征函數(shù)與高斯分布的特征函數(shù)完全相同，因此，認為穩(wěn)定分布是廣義的高斯分布，而高斯分布是穩(wěn)定分布的特例。若滿足，且，則穩(wěn)定分布稱為標準穩(wěn)定分布。如果采用高斯分布模型來描述這類過程，將會由于模型與信號噪聲不能很好匹配而導(dǎo)致所設(shè)計的信號處理器顯著退化。顯然，對稱穩(wěn)定分布總是滿足嚴格穩(wěn)定分布的。 穩(wěn)定分布 穩(wěn)定分布的概念定義 如果對于任何正數(shù)A和B，存在正數(shù)C和一個實數(shù)D，滿足 （31）則隨機變量是穩(wěn)定分布的。（4）在通信、雷達、聲納和生物醫(yī)學信號處理領(lǐng)域中，若干擾或噪聲具有尖峰脈沖特征，則基于二階或高階統(tǒng)計量的自適應(yīng)算法不再適用，基于p階矩的新算法具有很好的抑制分數(shù)低階穩(wěn)定分布噪聲的能力。（2）研究脈沖信號環(huán)境下的盲系統(tǒng)辨識問題。實際上，穩(wěn)定分布當?shù)奶乩挛鞣植家呀?jīng)在文獻得到了研究和應(yīng)用，Rappaport 等人利用柯西分布來表示劇烈的脈沖狀噪聲，Stuck 等人則發(fā)現(xiàn)某種類型電話線中的噪聲可以用穩(wěn)定分布來描述，且其特征指數(shù)接近于2。事實上這種假定有時候是不符合實際的，這是由于通信信號中時常所伴隨的一些出現(xiàn)概率較低的噪聲，往往有很大的幅度。由此，穩(wěn)定分布和穩(wěn)定分布過程為不同領(lǐng)域的許多現(xiàn)象提供了非常有用的模型，并且已經(jīng)開始應(yīng)用于物理學、經(jīng)濟學、水文學、生物學及電子信息工程中。非高斯穩(wěn)定分布最重要的特征是在概率分布上的穩(wěn)定性和概率密度函數(shù)較厚的拖尾。復(fù)時間相關(guān)自適應(yīng)濾波算法還可以進一步劃分，濾波算法是基于波形估計濾波式的，還是基于符號估計濾波式。（1）線性高復(fù)雜度自適應(yīng)多用戶檢測算法線性高復(fù)雜度自適應(yīng)多用戶檢測算法，根據(jù)自適應(yīng)算法抽頭間距（也可以表述為自適應(yīng)算法對輸入信號的采樣間隔）的大小，可以劃分為碼元空間、分數(shù)空間兩種。所謂自適應(yīng)多址干擾抑制算法，即接收機的多址干擾抑制部分采用了自適應(yīng)濾波器的結(jié)構(gòu)，濾波器的系數(shù)是自適應(yīng)變化的，標準是滿足某種標準下的最優(yōu)化。所謂傳統(tǒng)CDMA檢測器，即采用了相關(guān)器或匹配濾波器檢測方法。 用戶設(shè)備中的多用戶檢測方法多用戶檢測對于用戶設(shè)備（UserEquipment,UE，又稱移動終端:MobileStation,MS）來說，從安全及復(fù)雜度上考慮，它只知道自己使用的特征序列。從實現(xiàn)上來看，判決反饋多用戶檢測算法比多級型算法需要更多的存儲空間。多級型多用戶檢測算法的每級算法結(jié)構(gòu)相似，因而多級型的每一級的最后（除最后一級），還有一個各用戶信號的再生、還原過程，這也是多級型方法的特點之一。多級型多用戶檢測算法，根據(jù)每一級各用戶的檢測形式不同，又可劃分很多形式。去相關(guān)性及MMSE法均需對互相關(guān)矩陣求逆，當用戶數(shù)很多時，使用去相關(guān)法及MMSE法的復(fù)雜度還是太大。所謂線性或非線性，即是判斷算法的輸出是否是輸入的線性變換。該算法的復(fù)雜度隨著用戶數(shù)成指數(shù)增加，當用戶數(shù)大于9時，是不可行的。 基站中的多用戶檢測方法基站（BaseStation,或NodeB）中多用戶檢測方法。檢測的誤碼率經(jīng)過20余年的發(fā)展，對抑制多址干擾的多用戶檢測方法已研究的十分廣泛和具體。解決以上問題的一個有效方法是使用多用戶檢測技術(shù)（MUD）。由于在同一個小區(qū)間同時通信的用戶不是一個而是多個，在碼分多址中多個用戶占用同一時隙、同一頻率，當同時通信用戶數(shù)較多時，多址干擾成為最主要的干擾。為對抗衰落與干擾，幾十年來人們研究并應(yīng)用了多種技術(shù)，如GSM的自適應(yīng)均衡、IS95 CDMA的RAKE接收機等。但是，CP長度過長必然導(dǎo)致能量大量損失，尤其對子載波個數(shù)不是很大的系統(tǒng)。為了解決這一問題，人們提出了基于信號畸變技術(shù)、信號擾碼技術(shù)和基于信號空間擴展等降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。編碼可以采用各種碼，如分組碼、卷積碼等，卷積碼的效果要比分組碼好。對于衰落信道中的隨機錯誤，可以采用信道編碼；對于衰落信道中的突發(fā)錯誤，可以采用交織。由于無線信道常常是衰落信道，需要不斷對信道進行跟蹤，因此導(dǎo)頻信息也必須不斷的傳送。在上行鏈路中，來自不同移動終端的信號必須同步到達基站，才能保證子載波間的正交性。這就對發(fā)射機內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求，可能帶來信號畸變，使信號的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個子信道間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生干擾，使系統(tǒng)的性能惡化。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴格的要求。而隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)與DSP技術(shù)的發(fā)展，IFFT與FFT都是非常容易實現(xiàn)的。而OFDM系統(tǒng)由于各個子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可以最大限度的利用頻譜資源。在本論文中，解調(diào)的方法：首先，求出接收端信號值（復(fù)數(shù)形式表示）與星座圖中各點的距離，接下來求出所有距離中的最小值，則將星座圖中該點所對應(yīng)的二進制值作為解調(diào)的結(jié)果輸出。接下來，把這些二進制序列組分別映射為星座圖中對應(yīng)的點的復(fù)數(shù)表示，其實是一種查表的方法。 子載波調(diào)制與解調(diào)（1）調(diào)制OFDM采用四種調(diào)制方式，分別為BPSK、QPSK、16QAM和64QAM。而在傳統(tǒng)的單載波系統(tǒng)中，由于升余弦濾波也會帶來信息速率（帶寬）的損失，這個損失與滾降系數(shù)有關(guān)。圖 14 加入保護間隔的OFDM符號符號的總長度為其中為OFDM符號的總長度，為采樣的保護間隔長度，為FFT變換產(chǎn)生的無保護間隔的OFDM符號長度，則在接收端采樣開始的時刻應(yīng)該滿足下式： (17)其中是信道的最大多徑時延擴展，當采樣滿足該式時，由于前一個符號的干擾只會存在于, 當子載波個數(shù)比較大時，OFDM的符號周期相對于信道的脈沖響應(yīng)長度很大，則符號間干擾（ISI）的影響很小，將會沒有符號間干擾（ISI）；而如果相鄰OFDM符號之間的保護間隔滿足的要求，則可以完全克服ISI的影響。例如在單載波BPSK調(diào)制模式下，符號速率就相當于傳輸?shù)谋忍厮俾?，而在OFDM中，系統(tǒng)帶寬由個子載波占用，符號速率則倍低于單載波傳輸模式。由于每個OFDM符號中都包括所有的非零子載波信號，而且也可同時出現(xiàn)該OFDM符號的時延信號，圖13給出了第一子載波和第二子載波的時延信號。為了最大限度的消除符號間干擾，還可以在每個OFDM符號之間插入保護間隔（Guard Interval）,而且該保護間隔長度一般要大于無線信道中的最大時延擴展，這樣一個符號的多徑分量就不會對下一個符號造成干擾。對于常用的基2 IFFT算法來說，其復(fù)數(shù)乘法次數(shù)僅為，但是隨著子載波個數(shù)的增加，這種方法復(fù)雜度也會顯著增加。通過點的IDFT運算，把頻域數(shù)據(jù)符號變換為時域數(shù)據(jù)符號，經(jīng)過射頻載波調(diào)制之后，發(fā)送到無線信道中?？焖俑盗⑷~變換FFT僅是DFT計算應(yīng)用的一種快速數(shù)學方法，由于其高效性，使OFDM技術(shù)發(fā)展迅速。圖 12 OFDM收發(fā)機框圖 DFT的實現(xiàn)傅立葉變換將時域與頻域聯(lián)系在一起，傅立葉變換的形式有幾種，選擇哪種形式的傅立葉變換由工作的具體環(huán)境決定。當然，這種復(fù)雜性的節(jié)約則意味著該收發(fā)機不能同時進行發(fā)送和接收操作。發(fā)送端將被傳輸?shù)臄?shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成子載波幅度和相位的映射，并進行IDFT變換將數(shù)據(jù)的頻譜表達式變到時域上。在單載波系統(tǒng)中，一次衰落或者干擾就可以導(dǎo)致整個鏈路失效，但是在多載波系統(tǒng)中，某一時刻只會有少部分的子信道會受到深衰落的影響。多載波傳輸把數(shù)據(jù)流分解成若干個子比特流，這樣每個子數(shù)據(jù)流將具有低得多的比特速率，用這樣的低比特率形成的低速率多狀態(tài)符號再去調(diào)制相應(yīng)的子載波，就構(gòu)成多個低速率符號并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。在早期時候，正交頻