【正文】 抗 Zin1=+ 單支節(jié)匹配電路 在 SP 模型的輸入端采用單支節(jié)匹配電路進(jìn)行匹配 24 圖 412 單支節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)子電路 圖 413 帶有單支節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)的原理圖 對(duì)原理圖進(jìn)行仿真后，得到的數(shù)據(jù)曲線(xiàn)如下： 25 1 2 3 4 50 6 3 0 2 0 1 0 4 00f r e q , G H zdB(S(1,1))R e a d o u tm1m1f r e q =d B ( S ( 1 , 1 ) ) = 3 0 . 5 6 42 . 4 5 0 G H z 1 2 3 4 50 6 4 0 2 00 6 020f r e q , G H zdB(S(2,1))R e a d o u tm2m2f r e q =d B ( S ( 2 , 1 ) ) = 7 . 7 0 12 . 4 5 0 G H z 1 2 3 4 50 6 6 0 5 0 4 0 3 0 2 0 7 0 1 0f r e q , G H zdB(S(1,2))R e a d o u tm3m3f r e q =d B ( S ( 1 , 2 ) ) = 1 7 . 7 1 12 . 4 5 0 G H z 1 2 3 4 50 68642 1 00f r e q , G H zdB(S(2,2))R e a d o u tm4m4f r e q =d B ( S ( 2 , 2 ) ) = 3 . 3 2 32 . 4 5 0 G H z 圖 414 11s 、 12s 、 21s 、 和 22s 曲線(xiàn) 由圖 414 可以看出， 11S 、 12S 、 21S 和 22S 曲線(xiàn)在中心頻率處的參數(shù)如下 ： （ 1） 11S 曲線(xiàn)在中心頻率處的值為 , 表明輸入匹配良好。 （ 2） 22S 曲線(xiàn)在中心頻率處的值為 ，表明輸出匹配不好。 （ 3） 21S 曲線(xiàn)在中心頻率處的值為 ，表明增益沒(méi)有達(dá) 到技術(shù)指標(biāo) 。 設(shè)計(jì)并優(yōu)化輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò) 從 圖 414 可以看出，只添加輸入匹配網(wǎng)絡(luò)不能滿(mǎn)足技術(shù)指標(biāo)，下面同時(shí)添加輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，并對(duì)輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化，以達(dá)到技術(shù)指標(biāo)。 輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)如下： 26 圖 415 輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)原理圖 對(duì)設(shè)計(jì)好的原理進(jìn)行優(yōu)化和仿真。利用優(yōu)化控件 Optim 和目標(biāo)控件 GOAL,如圖所示： 圖 416 設(shè)置完成的優(yōu)化控件和目標(biāo)控件 優(yōu)化后 查看仿真 2 4 6 0 0 3 4 5 6 2 7f r e q , G H znf(2)R eadoutm1m2m1f req=nf (2)= 1. 7602. 400GH zm2f req=nf (2)= 1. 7252. 500GH z 2 4 6 0 016. 5616. 5416. 5216. 5016. 4816. 4616. 5816. 44f r e q , G H zdB(S(1,2))R e a d o u tm1m2m1f r e q =d B ( S ( 1 , 2 ) ) = 1 6 . 5 6 92 . 4 0 0 G H zm2f r e q =d B ( S ( 1 , 2 ) ) = 1 6 . 4 5 62 . 5 0 0 G H z 27 圖 417 噪聲系數(shù) 圖 418 反向電壓增益 2 4 6 0 0 30 35 40 45 50 25 55f r e q , G H zStabFact1R eadoutm3m4m3f req=St abF ac t 1= 1. 0262. 400GH zm4f req=St abF ac t 1= 1. 0512. 500GH z 2 4 6 0 017. 617. 818. 017. 418. 2f r e q , G H z2*dB(S(2,1))R eadoutm5m6m5f req=2* dB(S(2 , 1))= 18. 1232. 400GH zm6f req=2* dB(S(2 , 1))= 17. 4652. 500GH z 圖 418 K 因子 圖 419 增益 2 4 6 0 0 70 75 80 65 85f r e q , G H zVSWR1R eadoutm7m8m7f req=V SW R 1= 1. 2672. 400GH zm8f req=V SW R 1= 1. 2832. 500GH z 2 4 6 0 0 0 2 4 6 8 8 0f r e q , G H zVSWR2R eadoutm9m 10m9f req=V SW R 2= 3. 0932. 400GH zm 10f req=V SW R 2= 2. 9882. 500GH z 圖 420 輸入和輸出駐波比 VSWR1 和 VSWR2 由仿真圖可以看出，在頻段 ~， a) K1,說(shuō)明系統(tǒng)處于絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)； b) ＜ S12＜ ，說(shuō)明具有良好的輸入輸出隔離度； c) Nf(2),說(shuō)明噪聲系數(shù)達(dá)到指標(biāo)； d) VSWE1, 說(shuō)明輸入駐波比達(dá)到指標(biāo)； e) 增益 G， 說(shuō)明增益達(dá)到指標(biāo) ； f) VSWE2, 說(shuō)明輸出駐波比沒(méi)有達(dá)到指標(biāo)； 設(shè)計(jì)到目前為止，只有輸出駐波比沒(méi)有達(dá)到指標(biāo)。此文采用二級(jí)級(jí)聯(lián)的方法解決此問(wèn)題，因?yàn)榈鹊郊由掀镁W(wǎng)絡(luò)后增益也會(huì)有所下降，并且此方法也可以減小輸出駐波比。 二級(jí)級(jí)聯(lián)的原理圖如下： 28 圖 421 二級(jí)級(jí)聯(lián)放大器原理圖 對(duì)此原理圖進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如下所示 ： 2 4 6 0 0 0 2 4 6 8 8 0f r e q , G H znf(2)R eadoutm1m2m1f req=nf (2)= 2. 283opt I t er= 1482. 400GH zm2f req=nf (2)= 2. 387opt I t er= 1482. 500GH z 2 4 6 0 0 6 8 0 2 4 4 6f r e q , G H zVSWR1R eadoutm3m4m3f req=V SW R 1= 1. 055opt I t er= 1482. 400GH zm4f req=V SW R 1= 1. 159opt I t er= 1482. 500GH z 圖 422 噪聲系數(shù) 圖 423 輸入駐波比 29 2 4 6 0 023. 023. 223. 423. 623. 824. 022. 824. 2f r e q , G H z2*dB(S(2,1))R eadoutm7m8m7f req=2* dB(S(2 , 1))= 24. 070opt I t er= 1482. 400GH zm8f req=2* dB(S(2 , 1))= 22. 846opt I t er= 1482. 500GH z 2 4 6 0 0 46 48 50 52 54 44 56f r e q , G H zVSWR2R eadoutm5m6m5f req=V SW R 2= 1. 445opt I t er= 1482. 400GH zm6f req=V SW R 2= 1. 454opt I t er= 1482. 500GH z 圖 424 增益 圖 425 輸出駐波比 由仿真圖可以看出，在級(jí)聯(lián)后，輸出駐波比減小并且達(dá)到指標(biāo)，增益增大，但是系統(tǒng)的噪聲系數(shù)增大， 在輸出駐波比和噪聲系數(shù)之間 ， 我選擇噪聲系數(shù)，也就是沒(méi)有級(jí)聯(lián)的電路 ,因?yàn)樵摦厴I(yè)設(shè)計(jì)的最重要的指標(biāo)就是噪聲系數(shù) 。 至此，放大器的目標(biāo)指標(biāo)都已經(jīng)實(shí)現(xiàn)，設(shè)計(jì)工作完成。結(jié) 論 30 結(jié) 論 快速發(fā)展的無(wú)線(xiàn)通信對(duì)微波射頻電路如射頻功率 放大器提出更 高的性能。本文分析討論了射頻功率放大器的基本設(shè)計(jì)理論，并結(jié)合射頻功率 放大器的性能指標(biāo)，利用 ADS 仿真軟件 設(shè)計(jì)了一個(gè)中心頻率為 、帶寬為 100MHz、輸入輸出駐波比小于 、 噪聲系數(shù)小于 2dB 和增益 大于 15dB 的 射頻功率 放大器。 本文研究的主要工作和結(jié)論如下： (1)在認(rèn)真閱讀文獻(xiàn)、查找資料的基礎(chǔ)上，驗(yàn)證了一種基于 ADS 仿真軟件設(shè)計(jì)射頻功率放大器的可行性，利用 Smith 圓圖對(duì)其輸入輸出阻抗匹配電路進(jìn)行了仿真優(yōu)化設(shè)計(jì)， ADS 軟件提供了功能強(qiáng)大的射頻電路仿真，優(yōu)化了射頻電路設(shè)計(jì)環(huán)境，正是通過(guò)對(duì)軟件功能的充分應(yīng)用，替代了射頻放大器設(shè)計(jì)中許多原來(lái)需要人工進(jìn)行的運(yùn)算設(shè)計(jì) 工作，提高了工作效率。 (2)系統(tǒng)分析了低噪聲放大器的設(shè)計(jì)理論，本文助傳輸線(xiàn)理論和雙端口網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，研究其功率關(guān)系，采用 S 參數(shù)方法，詳細(xì)分析了低噪聲放大器的增益和穩(wěn)定性。 (3)分析了射頻功率 放大器的偏置電路和匹配電路設(shè)計(jì)中的一些基本問(wèn)題，討論了輸入、輸出匹配電路和級(jí)間匹配電路設(shè)計(jì)的問(wèn)題。 總之，基于 ADS 仿真軟件分析設(shè)計(jì)低噪聲 放大器，從仿真結(jié)果來(lái)看，都達(dá)了預(yù)期的設(shè)計(jì)目標(biāo)。 現(xiàn)在，盡管我們可以成功的設(shè)計(jì)出一個(gè)射頻的功耗較低的 LNA，但是這僅僅是我們?cè)?射頻 電路設(shè)計(jì)上的一個(gè)起步，我們未來(lái)需要進(jìn)一步研究 的問(wèn)題包括： (1)因?yàn)?射頻功率放大器是發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的最末 端電路，輸入端的 匹配我們考慮到了，但是作為負(fù)載的后級(jí)電路我們沒(méi)有涉及到，盡管 我們?cè)谳敵銎ヅ鋾r(shí)留有了足夠大的余度，但是對(duì)輸出匹配我們?nèi)孕枰鲆?部分工作，我們下一步工作會(huì)考慮將 射頻功率放大器 和混頻器作為一個(gè)模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)。 (2)因?yàn)闂l件有限，本文僅僅從理論上分析，使用 EDA 軟件 ADS 進(jìn)行仿真驗(yàn)證，沒(méi)有將該設(shè)計(jì)實(shí)際制作出來(lái)。由于仿真軟件是理想化的，而射頻電路在設(shè)計(jì)時(shí)候還受工藝和具體操作的影響，因此 實(shí)際 的測(cè)量結(jié)果與仿真結(jié)果會(huì)有一定差距 ， 這都有待于后續(xù)進(jìn)行深入的 研究。 (3)研究寬帶射頻功率放大器 的設(shè)計(jì)以適應(yīng)無(wú)線(xiàn)通信寬帶化、多標(biāo)準(zhǔn)融合的趨勢(shì)。射頻移動(dòng)通信技術(shù)的總趨勢(shì)是走向高速化、大帶寬，并最終實(shí)現(xiàn)整個(gè)無(wú) 線(xiàn)終端的單片集成。目前，關(guān)于射頻功率 放大器的研究已經(jīng)趨于成熟，未來(lái)的難點(diǎn)和熱點(diǎn)在于如何適應(yīng) 3G 以及未來(lái)的通信技術(shù)的要求，提高其低噪聲性能，增大結(jié) 論 31 工作帶寬，進(jìn)一步改進(jìn)線(xiàn)性度等。迄今為止，我國(guó)在 RFIC 方面與國(guó)外還存在很大的差距，所以射頻電路的設(shè)計(jì)對(duì)我們來(lái)說(shuō)機(jī)遇與挑戰(zhàn)共存，其發(fā)展的前景一定是光明的 ! 當(dāng)然，由于本人的水平和時(shí)間有限，論文有很多不足之處，有許多有待改進(jìn)的地方 ，對(duì)此深表歉意并期望以后能逐漸完善。 參考文獻(xiàn) 32 參考文獻(xiàn) [1]Andrei Grebennikov 著，張玉興，趙宏飛譯 .射頻與微波功率放大器設(shè)計(jì) .北京：電子工業(yè)出版社， ~185 [2]張玉興 .射頻模擬電路 .成都：電子科技大學(xué)出版社， 20xx..89~174 [3]黃智偉 .射頻功率放大器電路設(shè)計(jì) .西安：西安電子科技大學(xué)出版社， ~28 [4]朱寬勝，張彥煒 .無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)發(fā)送電路的研究與設(shè)計(jì) —— 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