【導讀】本科生畢業(yè)論文(設計). 學院信息科學與工程學院。完成時間2021年5月。高功率密度小功率DC-DC模塊電源的研究目錄。近年來開關電源產(chǎn)業(yè)發(fā)展迅速，開關電源技術在消費電子類電源、通訊領域電源。和工業(yè)領域電源中得到了廣泛的應用，人們對電源高頻化、小型化、輕量化、模塊?；刃枨笠搽S之提高，大力推動了開關

　　

【正文】 (2) 輸出電流：平均值 ，即電感電流平均值為 ，峰值為 (3) 輸入電流：平均值 ，峰值 。 (4) 主開關應力：電壓峰值 ，電流峰值 圖 (a)上圖為輸入電壓、電流波形 (b)下圖為輸出電壓、電流波形 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第三章 Buck 型變換器的設計 21 圖表 、電流波形 本章小結(jié) 本章主要分析了 Buck 型變換器主電路和反饋回路的設計方法。分別對模塊電源主電路中的電感和電容進行了計算選值，使用 PSIM 軟件中的 SmartCtrl 組件對由 3型誤差放大器組成的反饋回路進行了設計，最后組合主電路與反饋回路構成閉環(huán)系統(tǒng)，使用 PSIM 軟件仿真驗證系統(tǒng)穩(wěn)定性與主開關的電流、電壓應力。 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 22 第四章 軟開關電路 的 分析、 設計 與仿真 開關電源的主要發(fā)展方向之一是提高開關頻率，正如前文所說，提高開關頻率可以減小變換器中變壓器、電感、電容等無源器件的體積和重量，從而提高開關電源的功率密度。 提高開關頻率的同時開關器件因硬開關而產(chǎn)生的交疊損耗以及由開關器件的寄生參數(shù)引起的 di/dt 和 dv/dt 問題亦隨之惡化，這些問題限制了開關頻率的提高，降低了電源的效率，增加了 EMI 濾波器的設計成本，并占用模塊電源的體積，且開關器件因增加的開關損耗而溫度升高，惡化模塊電源的工作環(huán)境 ， 必須 增大散熱片的面積 以改善模塊電源的散熱條件，直接影響模塊電源 功率密度 的提升 。 為了解決高頻化導致的開關器件開關過程與傳導過程惡化的問題，需要在主電路中引入必要的輔助電路，以緩解開關器件開通、關斷時的 di/dt 和 dv/dt 問題，減小開關過程的交疊損耗等。這類輔助電路可以分為吸收電路和軟開關電路。其中吸收電路可分為無損吸收電路和有損吸收電路，通常起到軟化開關過程，減小開關器件導通時 dv/dt 過大產(chǎn)生的電流峰值和關斷時因 di/dt 過大產(chǎn)生的電壓峰值，降低了電流和電壓的變化斜率；軟開關電路從發(fā)展歷程上可分為全諧振變換器、準諧振變換器、零開關變換器和零轉(zhuǎn)移變換器，軟開關電路通常利用電路諧振 ，使開關器件在零電壓的條件下導通或零電流的條件下關斷，開關過程中電壓與電流沒有形成交疊，理論上使開關器件的交疊損耗被降至為零，從而大大減小了與開關頻率同比例增長的交疊損耗。 由于主開關器件采用 MOSFET，而 MOSFET 具有較大的寄生電容，關斷時在外電壓作用下寄生電容將充電，如果在導通時不把這些電荷釋放掉，就會消耗在器件內(nèi)部，導致容性開通損耗 [11][12]。為了減小這種損耗， MOSFET 適合采用零電壓導通的方式，即在 MOSFET 導通前使器件承受的電壓下降到零，這樣的軟開關電路類型有 ZVSQRC 電路、 ZVSPWM 電路以及 ZVTPWM 電路。 另外， 小功率模塊電源輸出 低 電壓時 (如輸出電壓為 )， 而 主電路輸出級用于整流或續(xù)流的二極管通常有 到 的壓降，占了輸出電壓的 10~20%，其內(nèi)阻相對較大，開關頻率升高時，每個周期導通的次數(shù)增多，相應的傳導損耗也隨之升高，這對于模塊電源的整體效率提高是不利的。采用內(nèi)阻較低的 MOSFET 替代整流二極管或續(xù)流二極管，并使開關過程與主開關保持同步，可以知道主電路中的MOSFET 管傳導損耗低 ， 電容、電感等無源器件幾乎不產(chǎn)生損耗， 故 考慮較高電源轉(zhuǎn)換效率的時候，主電路中二極管的傳導損耗將成為損耗主要來源，盡量少的使用二極管，應用低傳導阻抗的 MOSFET 管的同步整流技術能有效的減小傳導損耗，提高電源效率。 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 23 組合吸收電路 RCD與 L的組合吸收電路的原理分析 為同時避免開關管關斷時的過電壓以及開通時 di/dt 過高產(chǎn)生的不良影響，應用由 RCD 網(wǎng)絡與電感 L 構成組合吸收電路，達到軟化開關過程的目的。在 Buck 型變換器的基礎上，附加組合吸收電路如圖 所示， 圖 RCD、串聯(lián)電感的組合吸收電路 上述電路的特點即為軟化開關管的開通、關斷過程。其中 RCD 為關斷吸收電路，當開關管關斷時，電容 經(jīng)過充電、與 發(fā)生諧振兩個過程，最終與電阻 R、 組成回路，并且存儲在 和 上的能量最終將在電阻 R 上釋放。 仿真設計與結(jié)果分析 仿真中設置 MOSFET 的特性參數(shù)如下： ? 內(nèi)阻： ? 體二極管壓降： ? 體二極管內(nèi)阻： 將續(xù)流二極管 和 RCD 吸收電路的二極管 D 與 MOSFET 的體二極管參數(shù)設置為一致。其他參數(shù)設置如下： ? ? ? ? ，為額定負載。即當輸出電壓穩(wěn)定為 時，輸出電流滿足設計的額定電流 10A 從參數(shù)的設置可知， 遠小于輸出電感 ，輸出電感電流為恒定值。開關器件的主開關和諧振元件的仿真結(jié)果如圖 所示。如圖可知，組合吸收電路軟化了開關器件的開關過程，起到一定的緩沖作用，但由于關斷時 與 的諧振作用，高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 24 增加了開關管的電壓應力，且與負載電流的情況有關，有時可以達到十數(shù)倍，對于高電壓的輸入和負載變換范圍較大的應用場合是不合適的；同時，由于輔助電路中含有電阻，由于 和 諧振過程，電阻上的能量消耗無法避免，對電源的效率影響較大，因此該電路為有損吸收電路。 組合吸收電路的輸入電壓、電流與輸出電壓、電流波形如圖 所示 。 仿真結(jié)果如下： (1) 輸出電壓：平均值 ，峰值 (2) 輸出電流 (電感電流 )：平均值 ，峰值 (3) 輸入電流：平均值 ，峰值 (4) 主開關應力：電壓峰值 ；電流峰值 ，平均值 (5) 平均輸出功率： (6) 平均輸入功率： 由仿真結(jié)果可看出，應用組合吸收電路使開關管的電壓應力增加一倍，且由于緩沖電路的電容、電感存儲的能量大多數(shù)在電阻上消耗，使得電源整體的效率較低，計算得到的電源效率為 。 圖 (a)開關管驅(qū)動信號 (b)并聯(lián)電容 Cr電壓波形和串聯(lián)電感 Lr電流波形 (c)開關管電壓、電流波形 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 25 圖 、電流與輸出電壓、電流波形 Buck 型 ZVSPWM 電路 Buck型 ZVSPWM電路的原理分析 ZVSPWM 電路是在 ZVSQRC 電路的基礎上，在準諧振電感上并聯(lián)一個輔助開關得到的，這種電路最主要的特點就是 ZVSPWM 電路采用定頻率的脈沖寬度控制，而 ZVSQRC 電路采用的是脈沖頻率控制，引入 ZVSPWM 電路的目的在于提供主開關零電壓導通的條件，減小開關導通時的交疊損耗，另外采用 PWM 控制方式，減小了 EMI 濾波器的設計難度和體積，提升模塊電源整體的功率密度。 Buck 型ZVSPWM 變換器主電路的原理圖如圖 所示， 圖 Buck型 ZVSPWM變換器的主電路圖 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 26 它的工作原理可以分六個階段來分析，在理論分析之前需做如下假設： (1) 所有 開關器件、無源元件等均 為理想器件； (2) 輸出電容 足夠大，故輸出電壓為恒定值； (3) 輸出電感 足夠大，故輸出電感電流、負載電流均為恒定值，且諧振電感遠小于輸出電感； 以主開關 S 關斷瞬間的某時刻為起點 ， 時刻之前主開關 S、輔助開關 均導通，則諧振電容電壓因主開關管 S 導通而鉗位為 0，即 ，諧振電感電流。 Buck 型 ZVSPWM 電路 工作原理各階段的等效電路圖，如圖 所示。 圖 Buck型 ZVSPWM電路 工作原理各階段的等效電路圖 分階段分析 ZVSPWM Buck 型變換器如下： (1) 階段一 ( )： 時刻主開關 S 關斷，諧振電容 恒流充電，有， 其中 為階段一經(jīng)過的時間，當 時即 時刻階段一結(jié)束； 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 27 (2) 階段二 ( )： 時刻 ， 通過輔助開關續(xù)流，續(xù)流二極管開始導通為負載電流續(xù)流。 (3) 階段三 ( )： 時刻輔助開關 關斷，電路發(fā)生諧振，諧振發(fā)生起點初始條件有 ， ，則解微分方程可得諧振電容電壓、諧振電感電流表達式如下， 可見諧振電容電壓峰值和諧振電感電流峰值如下 ， 當諧振電壓為零時，即 ，諧振過程結(jié)束。階段三經(jīng)歷的時間 有， (4) 階段四 ( )： 時刻之后，主開關導通，驅(qū)動主開關的信號延遲略小于DT 的時間 作為驅(qū)動輔助開關的觸發(fā)信號；此時續(xù)流二極管任然導通，諧振電感恒壓充電，直到 時刻 ，續(xù)流二極管關斷。 (5) 階段五 ( )： 時刻后變換器進入恒流狀態(tài)。 (6) 階段六 ( )：經(jīng)過延遲時間 直到 時刻，輔助開關導通，開始另一個周期。 仿真電路的設計 令 ， ，那么諧振頻率 。 由于利用諧振為主開關 S 提供零電壓導通的條件，那么諧振電容電壓必須滿足條件， 諧振頻率 應為開關頻率 的數(shù)倍，以滿足減小諧振時間的目的，則有， 取 N=3， ，那么可算得， 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 28 則由 ()可以得到諧振頻率 ，由 ()可得階段一所經(jīng)歷的時間為，由 () 可知，當 時可得到階段三 所經(jīng)歷的時間為。 Buck 型 ZVSPWM 電路中需要驅(qū)動兩個 MOSFET 管，引入的諧振輔助電路對Buck 電路的穩(wěn)定性能影響不大，因此 Buck 電路主開關的 PWM 控制信號不改變。輔助開 關的通斷與主開關同步的，為實現(xiàn)主開關的零電壓導通，由前文對該電路原理的分析，輔助開關在主開關關斷前導通一段時間后 再 關斷。因此 Buck 型 ZVSPWM電路的控制策略總結(jié)為：由主開關導通信號延時一段比主開關導通時間略短的時間，再使輔助開關導通，輔助開關的關斷時刻不能延長到下一個周期，并需要留有一定的裕值，由該電路占空比略小于 可知，主開關導通的時間小于 2us，那么應有 ， 則 輔 助 開 關 導 通 時 間。在仿真中，使用延時環(huán)節(jié)和觸發(fā)延時關斷環(huán)節(jié)可以實現(xiàn)這樣的控制策略。 Buck 型 ZVSPWM 閉環(huán)仿真電路原理圖如圖 所示， 圖 Buck型 ZVSPWM閉環(huán)仿真電路原理圖 綜上所述，仿真電路的參數(shù)如下： (1) 主電路參數(shù) ? ? ? ? ，即電路工作在額定負載下 (2) 輔助電路參數(shù) ? ? ? (3) 輔助開關導通、關斷 的時間參數(shù) ? 延時時間 (Time Delay 元件 )： 高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 29 ? 觸發(fā)延時管段時間 (Monostale 元件 )：連接為上升沿觸發(fā)，延時關斷時間為 (4) 所有 MOSFET 和二極管的特性參數(shù)設置與第四章 節(jié)組合吸收電路的參數(shù)設置相同。 仿真結(jié)果與分析 諧振電容電壓、諧振電感電流以及主開關的電壓、電流波形如圖 所示。由圖中的兩段虛線時間軸可看出， Buck 型 ZVSPWM 電路實現(xiàn)了主開關的零電壓導通，由于是在負載為額定的條件下設計的諧振參數(shù)，故主開關上的電壓、電流應力在較為合適的范圍，沒有產(chǎn)生過大的尖峰。 輔助開關與續(xù)流二極管的電壓、電流波形如圖 所示，可見輔助開關也是零電壓導通，由于諧振電容的影響，輔助開關關斷時，電壓上升斜率減緩；對于續(xù)流二極管而言，它將承擔 更大的電流應力 。具體的仿真結(jié)果如下： (1) 主開關應力：電壓峰值 ；電流峰值 ，平均值 (2) 諧振電容：電壓峰值 (3) 諧振電感：電流峰值 (4) 續(xù)流二極管應力：電壓峰值 ；電流峰值 ，平均值 由仿真數(shù)據(jù)可以看出，因諧振電容諧振的影響，確實存在 Buck 型 ZVSPWM 電路的主開關電壓應力高于輸入電壓，由式 ()計算的理論電壓應力為 主開關應力的仿真結(jié)果與理論的分析相近。相比于 Buck 型變換器， Buck 型ZVSPWM 電路的續(xù)流二極管將承受一個較大的電流峰值，應采用較大容量的二極管。 Buck 型 ZVSPWM 電路的輸入電壓、電流與輸出電壓、電流波形如圖 所示。從圖中可以看出，輸入電流沒有過高的尖峰，且在一段時間為負值，將能量反饋回輸入源。仿真結(jié)果如下： (1) 輸出電壓：平均值 ，峰值 (2) 輸出電流 (電感電流 )：平均值 ，峰值 (3) 輸入電流：平均值 ，峰值 (4) 平均輸出功率： (5) 平均輸入功率： 經(jīng)計算可得該 ZVSPWM 變換器的理論效率為 ，比之組合吸收電路高功率密度小功率 DCDC 模塊電源的研究 第四章 軟開關電路的分析、設計與仿真 30 提高了 10%左右。與組合吸收電路和 ZVSQRC 電路類似， ZVSPWM 電路的諧振過程同樣與負載電流有關，其開關管應力會因負載電流的增大，或為滿足條件式 ()因輸入電壓的增大而增大，