【正文】 IGBT 和PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10V，）要高； 的壓降（包括VD1 的正向壓降）；最后假定有1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓VTH 通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應(yīng)的自舉電容可用下式表示：C1=（1）工程應(yīng)用則取 C12Qg/()。例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導(dǎo)通時所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那么C1=225010－9/(15－10－)=107F （334）可取C1= 或更大一點的，且耐壓大于35V 的鉭電容。（2）懸浮驅(qū)動的最寬導(dǎo)通時間ton(max)當(dāng)最長的導(dǎo)通時間結(jié)束時，功率器件的門極電壓Vge 仍必須足夠高，即必須滿足式（1）的約束關(guān)系。不論PM 還是IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設(shè)柵電容（Cge）充電后，在VCC=15V 時有15μA 的漏電流（IgQs）從C1 中抽取。 中設(shè)計的參數(shù)為例，Qg=250nC，ΔU=VCC－10－=，Qavail=ΔUC==。則過剩電荷ΔQ=－=，ΔUc=ΔQ/C=，可得Uc=10＋=。由U=Uc 及柵極輸入阻抗R===1MΩ 可求出t（即ton(max)），由=== 可求出ton(max)=10610－=（3）懸浮驅(qū)動的最窄導(dǎo)通時間ton(min)在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge 所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時間ton(min)考慮，自舉電容應(yīng)足夠小。綜上所述，在選擇自舉電容大小時應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動要求。從功率器件的工作頻率、開關(guān)速度、門極特性進行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。（4）自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管[10]。 死區(qū)時間的設(shè)計在設(shè)計過程中，MOSFET開關(guān)功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時導(dǎo)通時，功率開關(guān)變壓器初級繞組一個給磁心正向激磁，另一個給磁心反向激磁，相互抵消。這樣一來，功率開關(guān)變壓器的次級無感應(yīng)電壓產(chǎn)生，輸出端無直流電壓流出；而且，功率開關(guān)變壓器初級的兩個對稱繞組將輸入直流電源電壓直接短路到兩只功率開關(guān)的集電極—發(fā)射極之間，使集電極峰植電流急劇增加，嚴(yán)重時兩只功率開關(guān)同時電流擊穿而被損壞。： 產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形為解決如上圖所示的死區(qū)時間的問題，我們使用TL494芯片，其4腳是控制死區(qū)時間引腳。在該腳上接上不同的電電壓值就可以設(shè)置不同的死區(qū)時間。當(dāng)該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的35%。 輸出電路設(shè)計 PWM濾波電路設(shè)計PWM是一種周期固定，而高低電平占空比可調(diào)的方波信號。PWM通過簡單的LC濾波網(wǎng)絡(luò)可以得到與信號占空比成線性關(guān)系的直接電壓，從而實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。： PWM簡單的LC濾波網(wǎng)絡(luò)濾波電路中的R，C參數(shù)與PWM的周期以及直流電壓的精度要求直接相關(guān)，必須從理論上詳細(xì)分析。假設(shè)PWM波的頻率為f，高電平電壓為V，占空比為a。如果RC網(wǎng)絡(luò)的時間常數(shù)遠(yuǎn)大于PWM波的周期T，： Vin和Vout波形圖處于瞬態(tài)時，Vin在高電平持續(xù)時間內(nèi)向電容充電，電容積累電荷，在低電平持續(xù)電間內(nèi)電容向Vin放電，電容釋放電荷。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。因此電容電容兩端的直波電壓不斷爬升，最終達到穩(wěn)態(tài)。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與PWM占空比呈線性關(guān)系。： Vout與占空比D的關(guān)系當(dāng)tTh時，電容充電，電容兩端電壓表示為： （335）由于T=(Th+Tl)R1C1，所以t/(R1C1)1，利用級數(shù)展開，得到： （336）當(dāng)t=Th時， （337）當(dāng)tTh且tTh+Tl時， （338）當(dāng)t=Th+Tl時， （339）在這樣的穩(wěn)態(tài)下，電容在一個周期內(nèi)的充放電會相等，所以有V1=V3，即 （340）忽略二階小量，得到： （341）由于PWM的占空比定義為： （342）所以： （343）由于V1=V3≈V2，所以當(dāng)電路處理穩(wěn)態(tài)時，電容兩端的電壓近似為直流電壓，表示為： （344）可見，電容兩端的電壓與PWM高低電平之差以及占空比成比例關(guān)系。直流電壓精度定義為： （345）總之，設(shè)計PWM波RC濾波電路時，應(yīng)根據(jù)響應(yīng)時間要求，確定時間常數(shù)，并且使RC時間常數(shù)遠(yuǎn)大于PWM周期。RC充放電時間常數(shù)應(yīng)盡量相等。此外還應(yīng)根據(jù)電壓精度要求確定RC參數(shù)[11]。 檢測保護電路設(shè)計，當(dāng)T1的原邊沒有電流時，副邊也沒有電流渡過，這時二極管D1和D3反向擊穿，給磁環(huán)去磁，使磁環(huán)磁復(fù)位。RC濾波環(huán)節(jié)，用來濾除電流尖峰。該電路簡單可靠，損耗極小。反饋信息送到TL494的1腳比較后，控制其脈寬大小，最后控制輸出電壓。 電壓反饋回路及PWM的響應(yīng)波形這個電路利用TL494 內(nèi)部誤差放大器2進行反饋穩(wěn)壓。反饋穩(wěn)壓過程如下:誤差放大器2的反相輸入端15腳接于基準(zhǔn)VREF。輸出電壓UO加到16腳，作為誤差放大器2的同相輸入。當(dāng)UO變化時，誤差放大器2的輸出電壓隨之改變，即，與鋸齒波電壓比較的電平改變，PWM比較器輸出的脈沖寬度改變，致使TL494輸出的驅(qū)動脈沖，即開關(guān)管V4和V5的導(dǎo)通時間TON改變，從而實現(xiàn)調(diào)寬穩(wěn)壓的目的。此外，微調(diào)VREF可調(diào)整輸出電壓的數(shù)值，使輸出電壓在40V左右。電路利用誤差放大器1作過流保護。從40V輸出主回路上取出的電流控制信號經(jīng)R24接至誤差放大器1的1腳和2腳上，其中反相輸入端2腳的電位由14腳輸出的5V基準(zhǔn)源經(jīng)過(RP2，R27)和(R24，R30)分壓后獲得。調(diào)整RP2大小可控制2腳門坎電位，即過流控制點。當(dāng)R30上取出的電壓信號足夠大使其絕對值超過2 腳電位時，誤差放大器1 將翻轉(zhuǎn)并關(guān)閉脈沖信號輸出，進而起到過流保護作用。 PWM控制電路 TL494的結(jié)構(gòu)和性能TL494是美國德克薩斯州儀器公司生產(chǎn)的一種性能優(yōu)良的電壓驅(qū)動型脈寬調(diào)制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關(guān)電源控制器，被廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源中，是開關(guān)電源的核心控制器件。TL494的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨2種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。在推挽輸出方式時，其兩路驅(qū)動脈沖相差180176。，而在單端方式時，其兩路驅(qū)動脈沖為同步同相。TL494是有16引腳雙列直插式塑料封裝集成芯片。它的工作頻率為1300kHz，輸出電壓達40V，輸出電流為200mA。: TL494內(nèi)部原理圖TL494的引腳說明如下：2腳：內(nèi)部誤差放大器1的同相輸入端和反相輸入端，可用于閉環(huán)穩(wěn)壓；3腳：脈寬調(diào)制補償端；4腳：死區(qū)時間設(shè)置端，通過設(shè)置死區(qū)時間，可防止上下橋臂直通；6腳：設(shè)定振蕩器頻率用電容與電阻連接端；7腳：工作參考地端；11腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的集電極；10腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的發(fā)射極；12腳：工作電源連接端，極限電壓41 V，低于7 V電路不啟動；13腳：輸出方式控制端，在該端為高電平時，TL494為推挽輸出型，最大占空比為48％；在該端為低電平時，兩路輸出脈沖相同，最大占空比為98％；14腳：基準(zhǔn)電壓輸出端，該端輸出一個標(biāo)準(zhǔn)的5 V177。5％基準(zhǔn)電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號或保護基準(zhǔn)信號；116腳：內(nèi)部誤差放大器2的反向輸入端與同相輸入端，用于過電壓和過電流保護。：集成了全部的脈寬調(diào)制電路。片內(nèi)置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。內(nèi)置誤差放大器。內(nèi)止5V參考基準(zhǔn)電壓源。可調(diào)整死區(qū)時間。內(nèi)置功率晶體管可提供500mA的驅(qū)動能力。推挽或單端兩種輸出方式。2. 工作原理TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調(diào)節(jié)，其振蕩頻率如下： （346）輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當(dāng)雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當(dāng)控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。: TL494輸出波形圖控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，當(dāng)輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時，占空比為48%。當(dāng)把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在0—）即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時間。脈沖寬度調(diào)制比較器為誤差放大器調(diào)節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導(dǎo)通百分比時間中下降到零。（）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端處于高電平，它與脈沖寬度調(diào)制器的反相輸入端進行“或”運算，正是這種電路結(jié)構(gòu)，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。當(dāng)比較器CT放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管Q1和Q2的工作。若輸出控制端連接到參考電壓源，那么調(diào)制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一半。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于50%時，輸出驅(qū)動信號分別從晶體管Q1或Q2取得。輸出變壓器一個反饋繞組及二極管提供反饋電壓。在單端工作模式下，當(dāng)需要更高的驅(qū)動電流輸出，亦可將Q1和Q2并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關(guān)閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。這種狀態(tài)下，