【正文】 IGBT 和PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。開通時(shí)，需要在極短的時(shí)間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10V，）要高； 的壓降（包括VD1 的正向壓降）；最后假定有1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓VTH 通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時(shí)對(duì)應(yīng)的自舉電容可用下式表示：C1=（1）工程應(yīng)用則取 C12Qg/()。例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷Qg=250nC（可由特性曲線查得），VCC=15V，那么C1=225010－9/(15－10－)=107F （334）可取C1= 或更大一點(diǎn)的，且耐壓大于35V 的鉭電容。（2）懸浮驅(qū)動(dòng)的最寬導(dǎo)通時(shí)間ton(max)當(dāng)最長(zhǎng)的導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí)，功率器件的門極電壓Vge 仍必須足夠高，即必須滿足式（1）的約束關(guān)系。不論P(yáng)M 還是IGBT，因?yàn)榻^緣門極輸入阻抗比較高，假設(shè)柵電容（Cge）充電后，在VCC=15V 時(shí)有15μA 的漏電流（IgQs）從C1 中抽取。 中設(shè)計(jì)的參數(shù)為例，Qg=250nC，ΔU=VCC－10－=，Qavail=ΔUC==。則過(guò)剩電荷ΔQ=－=，ΔUc=ΔQ/C=，可得Uc=10＋=。由U=Uc 及柵極輸入阻抗R===1MΩ 可求出t（即ton(max)），由=== 可求出ton(max)=10610－=（3）懸浮驅(qū)動(dòng)的最窄導(dǎo)通時(shí)間ton(min)在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge 所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時(shí)漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時(shí)間ton(min)考慮，自舉電容應(yīng)足夠小。綜上所述，在選擇自舉電容大小時(shí)應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動(dòng)性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動(dòng)要求。從功率器件的工作頻率、開關(guān)速度、門極特性進(jìn)行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。（4）自舉二極管的選擇自舉二極管是一個(gè)重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管[10]。 死區(qū)時(shí)間的設(shè)計(jì)在設(shè)計(jì)過(guò)程中，MOSFET開關(guān)功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，功率開關(guān)變壓器初級(jí)繞組一個(gè)給磁心正向激磁，另一個(gè)給磁心反向激磁，相互抵消。這樣一來(lái)，功率開關(guān)變壓器的次級(jí)無(wú)感應(yīng)電壓產(chǎn)生，輸出端無(wú)直流電壓流出；而且，功率開關(guān)變壓器初級(jí)的兩個(gè)對(duì)稱繞組將輸入直流電源電壓直接短路到兩只功率開關(guān)的集電極—發(fā)射極之間，使集電極峰植電流急劇增加，嚴(yán)重時(shí)兩只功率開關(guān)同時(shí)電流擊穿而被損壞。： 產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形為解決如上圖所示的死區(qū)時(shí)間的問(wèn)題，我們使用TL494芯片，其4腳是控制死區(qū)時(shí)間引腳。在該腳上接上不同的電電壓值就可以設(shè)置不同的死區(qū)時(shí)間。當(dāng)該引腳接地時(shí)，死區(qū)時(shí)間約占總周期的35%。 輸出電路設(shè)計(jì) PWM濾波電路設(shè)計(jì)PWM是一種周期固定，而高低電平占空比可調(diào)的方波信號(hào)。PWM通過(guò)簡(jiǎn)單的LC濾波網(wǎng)絡(luò)可以得到與信號(hào)占空比成線性關(guān)系的直接電壓，從而實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。： PWM簡(jiǎn)單的LC濾波網(wǎng)絡(luò)濾波電路中的R，C參數(shù)與PWM的周期以及直流電壓的精度要求直接相關(guān)，必須從理論上詳細(xì)分析。假設(shè)PWM波的頻率為f，高電平電壓為V，占空比為a。如果RC網(wǎng)絡(luò)的時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于PWM波的周期T，： Vin和Vout波形圖處于瞬態(tài)時(shí)，Vin在高電平持續(xù)時(shí)間內(nèi)向電容充電，電容積累電荷，在低電平持續(xù)電間內(nèi)電容向Vin放電，電容釋放電荷。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。因此電容電容兩端的直波電壓不斷爬升，最終達(dá)到穩(wěn)態(tài)。處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會(huì)在一個(gè)穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動(dòng)，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與PWM占空比呈線性關(guān)系。： Vout與占空比D的關(guān)系當(dāng)tTh時(shí)，電容充電，電容兩端電壓表示為： （335）由于T=(Th+Tl)R1C1，所以t/(R1C1)1，利用級(jí)數(shù)展開，得到： （336）當(dāng)t=Th時(shí)， （337）當(dāng)tTh且tTh+Tl時(shí)， （338）當(dāng)t=Th+Tl時(shí)， （339）在這樣的穩(wěn)態(tài)下，電容在一個(gè)周期內(nèi)的充放電會(huì)相等，所以有V1=V3，即 （340）忽略二階小量，得到： （341）由于PWM的占空比定義為： （342）所以： （343）由于V1=V3≈V2，所以當(dāng)電路處理穩(wěn)態(tài)時(shí)，電容兩端的電壓近似為直流電壓，表示為： （344）可見，電容兩端的電壓與PWM高低電平之差以及占空比成比例關(guān)系。直流電壓精度定義為： （345）總之，設(shè)計(jì)PWM波RC濾波電路時(shí)，應(yīng)根據(jù)響應(yīng)時(shí)間要求，確定時(shí)間常數(shù)，并且使RC時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于PWM周期。RC充放電時(shí)間常數(shù)應(yīng)盡量相等。此外還應(yīng)根據(jù)電壓精度要求確定RC參數(shù)[11]。 檢測(cè)保護(hù)電路設(shè)計(jì)，當(dāng)T1的原邊沒有電流時(shí)，副邊也沒有電流渡過(guò)，這時(shí)二極管D1和D3反向擊穿，給磁環(huán)去磁，使磁環(huán)磁復(fù)位。RC濾波環(huán)節(jié)，用來(lái)濾除電流尖峰。該電路簡(jiǎn)單可靠，損耗極小。反饋信息送到TL494的1腳比較后，控制其脈寬大小，最后控制輸出電壓。 電壓反饋回路及PWM的響應(yīng)波形這個(gè)電路利用TL494 內(nèi)部誤差放大器2進(jìn)行反饋穩(wěn)壓。反饋穩(wěn)壓過(guò)程如下:誤差放大器2的反相輸入端15腳接于基準(zhǔn)VREF。輸出電壓UO加到16腳，作為誤差放大器2的同相輸入。當(dāng)UO變化時(shí)，誤差放大器2的輸出電壓隨之改變，即，與鋸齒波電壓比較的電平改變，PWM比較器輸出的脈沖寬度改變，致使TL494輸出的驅(qū)動(dòng)脈沖，即開關(guān)管V4和V5的導(dǎo)通時(shí)間TON改變，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)寬穩(wěn)壓的目的。此外，微調(diào)VREF可調(diào)整輸出電壓的數(shù)值，使輸出電壓在40V左右。電路利用誤差放大器1作過(guò)流保護(hù)。從40V輸出主回路上取出的電流控制信號(hào)經(jīng)R24接至誤差放大器1的1腳和2腳上，其中反相輸入端2腳的電位由14腳輸出的5V基準(zhǔn)源經(jīng)過(guò)(RP2，R27)和(R24，R30)分壓后獲得。調(diào)整RP2大小可控制2腳門坎電位，即過(guò)流控制點(diǎn)。當(dāng)R30上取出的電壓信號(hào)足夠大使其絕對(duì)值超過(guò)2 腳電位時(shí)，誤差放大器1 將翻轉(zhuǎn)并關(guān)閉脈沖信號(hào)輸出，進(jìn)而起到過(guò)流保護(hù)作用。 PWM控制電路 TL494的結(jié)構(gòu)和性能TL494是美國(guó)德克薩斯州儀器公司生產(chǎn)的一種性能優(yōu)良的電壓驅(qū)動(dòng)型脈寬調(diào)制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關(guān)電源控制器，被廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源中，是開關(guān)電源的核心控制器件。TL494的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨2種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。在推挽輸出方式時(shí)，其兩路驅(qū)動(dòng)脈沖相差180176。，而在單端方式時(shí)，其兩路驅(qū)動(dòng)脈沖為同步同相。TL494是有16引腳雙列直插式塑料封裝集成芯片。它的工作頻率為1300kHz，輸出電壓達(dá)40V，輸出電流為200mA。: TL494內(nèi)部原理圖TL494的引腳說(shuō)明如下：2腳：內(nèi)部誤差放大器1的同相輸入端和反相輸入端，可用于閉環(huán)穩(wěn)壓；3腳：脈寬調(diào)制補(bǔ)償端；4腳：死區(qū)時(shí)間設(shè)置端，通過(guò)設(shè)置死區(qū)時(shí)間，可防止上下橋臂直通；6腳：設(shè)定振蕩器頻率用電容與電阻連接端；7腳：工作參考地端；11腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的集電極；10腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的發(fā)射極；12腳：工作電源連接端，極限電壓41 V，低于7 V電路不啟動(dòng)；13腳：輸出方式控制端，在該端為高電平時(shí)，TL494為推挽輸出型，最大占空比為48％；在該端為低電平時(shí)，兩路輸出脈沖相同，最大占空比為98％；14腳：基準(zhǔn)電壓輸出端，該端輸出一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的5 V177。5％基準(zhǔn)電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號(hào)或保護(hù)基準(zhǔn)信號(hào)；116腳：內(nèi)部誤差放大器2的反向輸入端與同相輸入端，用于過(guò)電壓和過(guò)電流保護(hù)。：集成了全部的脈寬調(diào)制電路。片內(nèi)置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個(gè)（一個(gè)電阻和一個(gè)電容）。內(nèi)置誤差放大器。內(nèi)止5V參考基準(zhǔn)電壓源?？烧{(diào)整死區(qū)時(shí)間。內(nèi)置功率晶體管可提供500mA的驅(qū)動(dòng)能力。推挽或單端兩種輸出方式。2. 工作原理TL494是一個(gè)固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過(guò)外部的一個(gè)電阻和一個(gè)電容進(jìn)行調(diào)節(jié)，其振蕩頻率如下： （346）輸出脈沖的寬度是通過(guò)電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個(gè)控制信號(hào)進(jìn)行比較來(lái)實(shí)現(xiàn)。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當(dāng)雙穩(wěn)觸發(fā)器的時(shí)鐘信號(hào)為低電平時(shí)才會(huì)被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號(hào)期間才會(huì)被選通。當(dāng)控制信號(hào)增大，輸出脈沖的寬度將減小。: TL494輸出波形圖控制信號(hào)由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時(shí)間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時(shí)間比較器具有120mV的輸入補(bǔ)償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時(shí)間約等于鋸齒波周期的4%，當(dāng)輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時(shí)，占空比為48%。當(dāng)把死區(qū)時(shí)間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在0—）即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時(shí)間。脈沖寬度調(diào)制比較器為誤差放大器調(diào)節(jié)輸出脈寬提供了一個(gè)手段：，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導(dǎo)通百分比時(shí)間中下降到零。（）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端處于高電平，它與脈沖寬度調(diào)制器的反相輸入端進(jìn)行“或”運(yùn)算，正是這種電路結(jié)構(gòu)，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。當(dāng)比較器CT放電，一個(gè)正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進(jìn)行計(jì)時(shí)，同時(shí)停止輸出管Q1和Q2的工作。若輸出控制端連接到參考電壓源，那么調(diào)制脈沖交替輸出至兩個(gè)輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一半。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于50%時(shí)，輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別從晶體管Q1或Q2取得。輸出變壓器一個(gè)反饋繞組及二極管提供反饋電壓。在單端工作模式下，當(dāng)需要更高的驅(qū)動(dòng)電流輸出，亦可將Q1和Q2并聯(lián)使用，這時(shí)，需將輸出模式控制腳接地以關(guān)閉雙穩(wěn)觸發(fā)器。這種狀態(tài)下，