【導讀】隨著電力電子技術的發(fā)展，具有網(wǎng)側電流接近正弦波、功率因數(shù)近似為1、直流側輸出電壓穩(wěn)定、抗負載擾動能力強并且能夠在四象限運行的PWM整流器應運而生，本言研究的主要對象就是應用最為廣泛的三相電壓型PWM整流器。首先，本文介紹了PWM整流器研究的背景與意義，綜述了PWM技術的發(fā)展及現(xiàn)狀，礎上建立了其在ABC三相靜止坐標系、d-q同步旋轉坐標系和?兩相靜止坐標系三個。不同坐標系下的數(shù)學模型。驗證了方案的正確性和可行性。

　　

【正文】 ， d 軸和 q 軸變量之間相互耦合，那么，在 dq 坐標系耦合狀態(tài)下進行解耦，希望一個變量僅受另一個變量控制，系統(tǒng)解耦方法一般采用串聯(lián)補償解耦和前饋補償解耦，本文研究的系統(tǒng)主要采用前饋補償解耦控制的方法。 其控制結構圖如下： 圖 33 整流器控制結構圖 電流內環(huán)控制系統(tǒng)設計 由前面敘述可以知道，三相 VSR 的 dq模型可以描述為 ????????????????????LqqdddcdqqqqddddisisidtdvCLiRivedtdiLLiRivedtdiL)(23q ?? （ 31） 式中， de 、 qe —— 電網(wǎng)電動勢矢量 dqE? 的 d 、 q 分量； 河南理工大學畢業(yè)設計 21 dv 、 qv —— 三相 VSR 交流側電壓矢量 dqV? 的 d 、 q 分量； di 、 qi —— 三相 VSR 交流側電流矢量的 dqI? 的 d 、 q 分量。 從三相 VSR 的 dq 模型方程式可以看出，由于 VSR 的 d、 q 軸變量相 互耦合，給控制器的設計造成一定困難。為此，可以采用前饋解耦控制策略，當電流調節(jié)器采用 PI調節(jié)器時，則 dv 、 qv 的控制方程如下： **( ) ( )( ) ( )iId iP d d q diIq iP q q d qKv K i i Li esKv K i i Li es??? ? ? ? ? ? ????? ? ? ? ? ? ??? （ 32） 式中， iPK 、 iIK —— 電流內環(huán)比例調節(jié)增益和積分調節(jié)增益； ?qi 、 ?di —— qi 和 di 的電流指令值。 將式（ 32）帶入式（ 31），并化簡可得 **/ 010 /iIiPd d diIiPqq qiIiPKR K Li i is KpKii Ls iKR K Ls??????? ? ??????? ??? ? ? ????? ??? ? ? ??? ? ? ? ???????? ??? ? ? ? ??? ? ??????????? （ 33） 顯然，式（ 33）表明：基于前饋的控制算式（ 32）使 VSC 電流內環(huán)（ di ， qi ）實現(xiàn)了解耦控制。 由此可以畫出電流內環(huán)的解耦控制 結構，如下圖： 圖 34 三相 VSR電流內環(huán)解耦控制結構 由于兩電流內環(huán)的對稱性，因而下面以 qi 控制為例討論電流調節(jié)器的設計?？紤]電 河南理工大學畢業(yè)設計 22 流內環(huán)信號采樣的延遲和 PWM的小慣性特性，取 sT 為電流內環(huán)電流采樣周期（即為 PWM開關周期）， PWMK 為橋路 PWM 等效增益， 模擬 PWM 的小慣性特性。已解耦的 qi 電流內環(huán)結構如圖 35所示。 1 1sTs ? iIip KK s? 1P W MsKTs? ?1/1 ( / )RL R s?qe qi*qi? ?? ? 圖 35 電流內環(huán)結構 將 PI調節(jié)器傳遞函數(shù)改寫成零極點形式，即 1iI iiP iPiiPiIiKsKKssKK????? ?????? ??? （ 34） 將小時間常數(shù) 、 sT 合并，得到簡化后電流環(huán)結構如圖 36所示。 1iipisKs??? 1P W MsKTs??1/1 ( / )RL R s?qe qi*qi? ??? 圖 36 電流內環(huán)簡化結構 由此可以按照典型Ⅱ型系統(tǒng)設計電流內環(huán)調節(jié)器，從圖 36 得到電流內環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為 )( 1)( 2 ??? sTs sLKKsW sii P W MiPoi ?? (35) 為了盡量提高電流響應的快速性，對典型Ⅱ型系統(tǒng)而言，可設計適當?shù)闹蓄l寬 ih ，工程上常取 ?? sii Th ? 。按照典型Ⅱ型系統(tǒng)參數(shù)設計關系有 22 1iii PWMiP hLKK ?? ?? (36) 解得 : ????????????P W MsiiPiIP W MsP W MiiiPKTLKKKTLKLhK 1 261562)1(?? (37) 河南理工大學畢業(yè)設計 23 電壓外環(huán)控制系統(tǒng)設計 三相 VSR 的電壓環(huán)簡化結構如下圖所示。 *dcU? ( 1 )VVVK T sTs? 1evTs ?1sC dcU? 圖 37三相 VSR電壓環(huán)簡化結構結構 vK ， vT — 電壓外環(huán) PI 調節(jié)器參數(shù) 。 由于電壓外環(huán)的主要控制作用是穩(wěn)定三相 VSR 直流電壓 ，故其控制系統(tǒng)整定時，應著重考慮電壓環(huán)的抗擾性能。Ⅱ型系統(tǒng)設計對恒值給定可以實現(xiàn)無靜差跟蹤，顯然，同樣可按典型Ⅱ型系統(tǒng)設計電壓調節(jié)器，由圖 37得電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為 )1( )1()( 2 ??? sTsCT sTKsW evv vvov (38) 由此，得電壓環(huán)中頻寬 vh 為 evvv TTh? (39) 由典型Ⅱ型系統(tǒng)控制器參數(shù)整定關系，得 222 evvvv v ThhCTK ?? (310) 綜合考慮電壓環(huán)控制系統(tǒng)的抗擾性和跟隨性，取 5/ ?? evvv TTh ，計算出電壓環(huán) PI 調節(jié)器參數(shù)為 ???????????)3(5454 )3(55svevvsvevvTCTCK TTT?? (311) PWM 整流器參數(shù)的設計 交流側電感的設計 在 VSR系統(tǒng)設計中，交流側電感的設計至關重要。這是因為 VSR 交流側電感的取值 河南理工大學畢業(yè)設計 24 不僅影響到電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著 VSR 輸出功率、功率因數(shù)以及直流電壓。 VSR 交流側電 感的作用歸結如下： (1)隔離電網(wǎng)電動勢與 VSR 交流側電壓。通過 VSR 交流側電壓幅值、相位的 PWM 控制，或通過 VSR交流側電流幅值、相位的 PWM 控制都可實現(xiàn) VSR 四象限運行。 (2)慮除 VSR 交流側 PWM 諧波電流，從而實現(xiàn) VSR 交流側正弦波電流或一定頻帶范圍內的任意電流波形控制。 (3)使 VSR 獲得良好電流波形的同時，還可向電網(wǎng)傳輸無功功率，甚至實現(xiàn)網(wǎng)側純電感、純電容運行特性。 (4)使 VSR 控制系統(tǒng)獲得了一定的阻尼特性，從而有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。 (5)使 VSR 具有 Boost 型 PWM AC/DC 變換 性能以及直流側受控電流源特性。 可見， VSR 交流側電感對 VSR 系統(tǒng)的影響和作用是綜合的。以下將從穩(wěn)態(tài)條件下滿足 VSR輸出有功 (無功 )功率以及電流波形品質指標兩方面討論 VSR 交流側電感的設計。 1 滿足功率指標時電感的設計 穩(wěn)態(tài)條件下， VSR 交流側矢量關系如圖 38，圖中忽略了 VSR 交流側電阻 R,且只討論基波正弦電量。 由圖 38看出：當 E 不變，且 I 一定條件下，通過控制 VSR 交流側電壓 V的幅值、相位，即可實 現(xiàn) VSR四象限運行，且矢量 V端點軌跡是以 LV 為半徑的圓。由于 LV LI?? ，因此 VSR 交 流側穩(wěn)態(tài)矢量關系體現(xiàn)了對其交流側電感 L 的約束。 E—— 交流電網(wǎng)電動勢 V—— VSR 交流側相電壓 I—— 交流側相電流 LV —— 交流側電感電壓 EβαCVIBDAφVLθ 圖 38 VSR穩(wěn)態(tài)交流側矢量關系 河南理工大學畢業(yè)設計 25 圖 38 中， B、 D 點為 VSR 單位功率因數(shù)整流、逆變狀態(tài)運行點， A、 C 點為 VSR 純電感、純電容特性運行點，并且通過α、β坐標軸將 VSR 運行狀態(tài)分為四個運行象限。當 VSR直流側電壓 dcV 確定后， VSR交流側電壓最大峰值也得以確定，既： max dcV Mv? （ 312） M—— PWM 相電壓最大利用率 為使 VSR 獲得四象限運行特性， F 點應可處于圓 軌跡上任一點，為此必須確保 VSR能輸出足夠大的 V 。但由于 dcV Mv? ，因此必須限制 VSR 交流側電感，使 LV 足夠小，才能使 VSR 四象限運行，且可以輸出足夠大的交流電流。 VSR 交流側功率因數(shù)角 φ， 90?? ?? ，利用余弦定理得 2 2 2 2 c o sLLV E V E V ?? ? ? 22 2 sinLLE V E V? ? ? ? （ 313） 將 LV LI?? 代入式（ 313），化簡得 2 2 22 2 sin 0L I E I E V?? ? ? ? ? ? （ 314） 求解上式得 2 2 22si n si nE E V EL ? ? ? ? ???? 2 2 2 2s in s inm m m mmE E V EI? ? ? ? ?? ? （ 315） 式中 Em—— 電網(wǎng)相電動勢峰值； Im—— VSR 交流側相電流基波峰值； Vm—— VSR 交流側相電壓基波峰值。 由上面可得： m dcV Mv? （ 316） 將式（ 316）代入（ 315）得 2 2 2 2 2s in s inm m d c mmE E M v EL I? ? ? ? ?? ? （ 317） 顯然式（ 317）中的分子大于零，所以 mdc EV M? （ 318） 式（ 318）體現(xiàn)了實現(xiàn) VSR 四象限運行時直流側電壓 dcV 取值的下限。 對于三相 VSR，若采用 SPWM 控制則 M=1/2，而采用空間矢量 (SVPWM) 控制時， 則 河南理工大學畢業(yè)設計 26 3/3M? 。 所以，在該仿真系統(tǒng)中有以上的參數(shù)可得： 20033dcV ? （ 319） 則： ? 本文選取直流側電壓值為： 400V。 設三相 VSR 采用 SVPWM 控制，且忽略 VSR