【導讀】穩(wěn)壓電源是實現(xiàn)電能變換和功率傳遞的主要設備。在信息時代，農業(yè)、能。源、交通運輸、通信等領域迅猛發(fā)展，對電源產業(yè)提出個更多、更高的要求，如節(jié)能、節(jié)材、減重、環(huán)保、安全、可靠等。這就迫使電源工作者不斷的探索。尋求各種鄉(xiāng)關技術，做出最好的電源產品，以滿足各行各業(yè)的要求。用方便，并取得了較好的經濟效益。方向等的基礎上，對開關穩(wěn)壓電源進行設計。設計分為三個模塊進行，分別為。確定電路設計方案后，使用Multisim10對電路進行仿真，并對電路

　　

【正文】 輸入電壓通過 VT 2 源 ——漏極加到 L2左端，由電源向 L2 存儲磁能，同時向負載供電。電流呈線性增長。當驅動脈沖達到截止點時， Cl2充電電壓最大。在 VT2導通的同時， VT 1導通，其 ⑦ 腳和 ① 腳將 VT 3柵源極短路，使 VT3 截止。在 L2 存儲能量期間， VT2 也反偏截止。 在驅動脈沖的截止期， IC1⑥ 腳輸出低電平， VT 1內部 P 溝道 FET 管導通，將 VT 2的柵源極短路。此時 VT1的 N 溝道 FET 管截止。使 VT2也截止， L2釋放磁場能量， V2正偏導通， VT 1⑤ 腳漏極輸出高電平經過 R7，使 VT 3導通，其漏源極低內阻并聯(lián)在續(xù)流二極管 V2 兩端，使 L2 的釋放電流 增大。此部分電路中，利用 MOS FET 管的快速開關特性對 VT VT3的導通／截止進行控制，使VT VT3開關損耗進一步降低。由于 L2在磁 電的存儲／釋放過程中難免形成開關脈沖紋波，因此電路中濾波電容 C12 為 6 只 100μF 的電容并聯(lián)，以有效地降低電解電容的分布電感，使其高次諧波的濾波性能更好。 3 . 升壓型開關電源 由 UC3842 組成的它激式升壓開關電源電路見圖 35。儲能電感 L 開關管 VT7 組成斬波式開關穩(wěn)壓器， UC3842 構成開關控制電路。輸入經負溫度系數(shù)電阻 NTC、橋式整流器、電容 C4，成為直流電壓，正極經 L5 并聯(lián)接入 VT7。當 VT7 導通時，輸入整流電壓經 L VT7 漏源極、 R6 完成回路，輸入整流電壓全部加在 L5 兩端，從而使電能變?yōu)榇拍艽鎯τ?L5。當 VT7 截止時， L5 產生的自感電勢與輸入整流電壓串聯(lián)連接，通過升壓二極管 V 電容 C7 向負載供電。 VT7 導通時間正比于 L5 存儲能量，因此，控制 VT7 通斷占空比，可以控 共 45 頁 第 26 頁 制升壓幅度。這種升壓電路適合不同輸入電壓輸入，取代了傳統(tǒng)的交流輸入110/220 V 自動切換電路 。 圖 35 由 UC3842 組成的它激式升壓開關電源電路 在圖 35 中，升壓電路由 UC3842 為核心，構成它激式開關電路。為了提高升壓電路的可靠性， UC3842 采用多路取樣的控制方式形成保護電路。 UC3842在該開由 UC3842 組成的它激式升壓開關電源電路見圖 35。儲能電感 L開關管 VT7 組成斬波式開關穩(wěn)壓器， UC3842 構成開關控制電路。輸入經負溫度系數(shù)電阻 NTC、橋式整流器、電容 C4，成為直流電壓，正極經 L5 并聯(lián)接入VT7。當 VT7 導通時，輸入整流電壓經 L VT7 漏源極、 R6 完成回路，輸入整流電壓全部加在 L5 兩端，從而使電能變?yōu)榇拍艽鎯τ?L5。當 VT7 截止時，L5 產生的自感電勢與輸入整流電壓串聯(lián)連接，通過升壓二極管 V 電容 C7向負載供電。 VT7 導通時間正比于 L5 存儲能量，因此，控制 VT7 通斷占空比，可以控制升壓幅度。這種升壓電路適合不同輸入電壓輸入，取代了傳統(tǒng)的交流輸入 110/220 V 自動切換電路。 為了使振蕩頻率穩(wěn)定， C12 的充電電壓取自 UC3842⑧ 腳內部的 5 V 基準電壓。如果電路故障使 UC3842 輸出驅動脈沖占空比過大時， VT7 導通時間將變長，截止時間將縮短，其漏源極平均電流增大，致使過流取樣電阻 R R7 壓降增大，此時 UC3842③ 腳電壓升高，通 過內部比較器控制觸發(fā)器，使驅動脈沖占空比減小。如果過流取樣電壓達到 1 V 左右，則自動持續(xù)關斷驅動脈沖，避免輸出電壓超高損壞負載電路和開關管。 共 45 頁 第 27 頁 第四章 利用 UC3842 設計開關穩(wěn)壓電源 電源設計指標 要求該電源在電阻負載條件下滿足： （ 1） 輸出電壓 UO可調范圍： 30V～ 36V； （ 2） 最大輸出電流 I0max： 2A； （ 3） U2從 15V 變到 21V 時，電壓調整率 SU≤2%（ IO=2A）； （ 4） IO從 0 變到 2A 時，負載調整率 SI≤5%（ U2=18V）； （ 5） DCDC 變換器的效率 ?≥70%（ U2=18V,UO=36V,IO=2A）； （ 6） 具有過流保護功能，動作電流 IO（ th） =177。； 設計思路 ： 開關電源由隔離變壓器、整流濾波和 DC—DC 變換網絡組成。設計的關鍵是 DC～ DC 變換器，它包含了開關電源中的開關器件、儲能器件、脈沖變壓器、濾波器、輸出整流器等所有功率器件和控制模塊，而控制模塊的設計又是DC/DC 的核心，一般 DC/DC 變換的控制模塊使用 PWM 調制的專用芯片，如TL494， UC3842 等。芯片內部集成了振蕩器 (由外接電 阻電容來決定頻率 )，誤差比較器， PWM 調制 器等，有的甚至有保護電路和驅動電路。在此情況下用集成芯片外加少量的電路即可構成開關電源，穩(wěn)定性能較好，控制簡單，芯片功耗幾乎可以忽略不計，且成本低。過流保護可以使用電流取樣電阻串接在負載上。當取樣的電流超過指定的范圍，立即切斷負載，或者降低輸出電壓，然后過一段時間再自動啟動，接上負載，由繼電器來控制負載的連通性。 具體電路設計 啟動電路 啟動電路圖如圖 42，輸入的 220V 交流電經過橋式整流以及 C1C2 濾波過后變成脈動的直流電壓，此 電壓經通過電阻 R2 分壓給 UC3842 提供啟動電壓，當電壓達到 16v 時達到芯片的啟動電壓， UC3842 開始工作并提供驅動脈沖， uc3842 的啟動電壓大于 16 V，啟動電流僅 1 mA 即可進入工作狀態(tài)。處于正常 共 45 頁 第 28 頁 工作狀態(tài)時，工作電壓在 10～ 34 V 之間，負載電流為 15 mA。超出此限制，開關電源呈欠電壓或過電壓保護狀態(tài)，無驅動脈沖輸出。 元件參數(shù)選擇： （ 1） 變壓器的選擇： 要輸出 U2=18V 的直流電，全橋整流電路的二次側輸出電 Un2。 因為采用全橋整流，所以有 222 ??UUn 解此算式可以得到 Un2= 計算變壓器的一次側和二次側的線圈比 N1/N2 電路的輸入電壓是市電交流電壓 220V 所以： N1/N2=Un1/Un2 即： N1/N2=220/= 根據(jù)需要和選擇期間的方便，取 N1/N2= 當交變電流通過導體時 ,電流將集中在導體表面流過 ,這種現(xiàn)象叫集膚效應。電流或電壓以頻率較高的電子在導體中傳導時 ,會聚集于總導體表層 ,而非平均分布于整個導體的截面積中。線徑的選擇主要由本系統(tǒng)的開關頻率確定。開關頻率越大，線徑 越小，但是所允許經過的電流越小，并且開關損耗增大，效率降低。本系統(tǒng)采用的頻率為 40K，查表得知在此頻率下的穿透深度為 ,直徑應為此深度的 2 倍，即為 。選擇的 AWG 導線規(guī)格為 21，直徑為 （含漆皮） .磁芯選擇鐵鎳鉬磁芯，該磁芯具有高的飽和磁通密度，在較大的磁化場下不易飽和，具有較高的導磁率、磁性能穩(wěn)定性好（溫升低，耐大電流、噪聲小），適用在開關電源上。 （ 2） 濾波電容的選擇 在經過電路仿真和經驗可以得到所需要的濾波電容： C1=68uF, C2=22uF 共 45 頁 第 29 頁 （ a）濾波整流電路 （ b）濾波整流電路波形 圖 圖 41 濾波整流電路 仿真結果，經過整流濾波后的輸出電壓是 ，雖有誤差，但是在允許的范圍內。 PWM 脈沖控制驅動電路 圖 4－ 3 由分壓電阻 R 提供分得的電壓接入 uc3842 的 ⑦ （ Vcc）管腳， uc3842啟動工作， 由 ⑥ 端（ output）輸出推動開關管工作，輸出信號為高低電壓脈沖。高電壓脈沖期間，場效應管導通，電流通過變壓器原邊，同時把能量儲存在變壓器中。根據(jù)同名端標識情況，此時變壓器各路副邊沒有能量輸出。當 ⑥ 腳輸出的高電平脈 沖結束時，場效應管截止，根據(jù)楞次定律，變壓器原邊為維持電 共 45 頁 第 30 頁 流不變，產生下正上負的感生電動勢，此時副邊各路二極管導通，向外提供能量。同時反饋線圈向 UC3842 供電。 UC3842 內部設有欠壓鎖定電路，其開啟和關閉閾值分別為 16V 和 10V，電源電壓接通之后，當 ⑦ 端電壓升至 16V 時UC3842 開始工作，啟動正常工作后，它的消耗電流約為 15mA。 由于輸入電壓的不穩(wěn)定，或者一些其他的外在因素，有時會導致電路出現(xiàn)短路、過壓、欠壓等不利于電路工作的現(xiàn)象發(fā)生，因此，電路必須具有一定的保護功能。如圖 4－ 3 所示，如果由于某種原因，輸出端短路而產生過流，開關管的漏極電流將大幅度上升， R6 兩端的電壓上升，其中 R19 和 C8 組成濾波電路防止脈沖尖峰使電路誤操作， UC3842 的腳 3 上的電壓也上升。當該腳的電壓超過正常值 達到 1V(即電流超過 1． 5A)時， UC3842 的 PWM 比較器輸出高電平，使 PWM 鎖存器復位，關閉輸出。這時， UC3842 的腳 ⑥ 無輸出， MOS管 Q1 截止，從而保護了電路。 圖 42 PWM 脈沖控制驅動電路 他的輸出波形圖如圖 43： 共 45 頁 第 31 頁 圖 43PWM 輸出波形，占空比 50% 電路元器件參數(shù)設置： 根據(jù) MOS 管的工作頻率范圍，選取適當?shù)墓ぷ鏖_關頻率，本系統(tǒng)設計選擇的工作頻率是： f=40KHz 由此 UC3842 芯片的 工作頻率設計為 CtRtf ?? 根據(jù)設定的工作頻率為 40KHz，選擇適當?shù)碾娙莺碗娮? 本系統(tǒng)選擇的是電阻： 1K, 電容： 45nf 供給 Vcc 腳的電壓是 16V， ② 腳 Vfb 的輸入基準電壓是 5V。 開關管的選擇 作為開關器件使用的晶體管 , 除了要具有放大特性以外 , 更重要的是應具有開關快速和輸出功率大等優(yōu)點。在選擇開關功率管時，由于開關功率管應能承受 630V 以上的高壓，為安全起見，應采用耐壓 1000V 的 VMOS 管?？蛇x用IRFPG40 型，其漏 ——源級可承受的最高電壓 VVDCM 1000? ，最大漏極電流AIDM ? ，最大功耗 WPDM 150? ，完全可以滿足要求。 外補償網絡 UC3842 誤差放大器的輸出端腳 l 與反相輸入端腳 2 之間外接補償網絡 RC3。 R C3 的取值取決于 UC3842 環(huán)路電壓增益、額定輸出電流和輸出電容， 共 45 頁 第 32 頁 通過改變 R C3 的值可改變放大器閉環(huán)增益和頻響。為使環(huán)路得到最佳補償，可測試環(huán)路的穩(wěn)定度，測量 I0 脈動時輸出電壓 V0 的瞬態(tài)響應來加以判斷。 保護電路 當 UC3842 的腳 ③ 電壓升高超過 1V或腳 1 電壓降到 1V以下，都可使 PWM比較器輸出高電平，造成 PWM 鎖存器復位。根據(jù) UC3842 關閉特性，可以很容易在電路中設置過壓保護和過流保護。本電路中 R1 上感應出的峰值電流形成逐個脈沖限流電路，當腳 ③ 達到 1V 時就會出現(xiàn)限流現(xiàn)象，所以，整個電路中的電感磁性元 件和功率開關管不必設計較大的余量，就能保證穩(wěn)壓電路工作可靠，降低成本。 電路輸出部分的設計 根據(jù)設計要求，輸出電路部分采用升壓式斬波電路。這一部分電路由電感、續(xù)流二級管、電容及負載電阻組成。 升壓斬波電 路 的基本原理 升壓斬波電路的結構如圖 44。 開關管以 UC3842 設定的頻率周期開閉，使電感 L 儲存能量并釋放能量。當開關管導通時，電感以 Vi／ L 的速度充電，把能量儲存在 L 中。當開關截止時，L 產生反向感應電壓，通過二極管 D 把儲存的電能以 (V0Vi)／ L 的速度釋放到輸出電容器 C2 中。輸出電壓由傳遞的能量多少來控制，而傳遞能量的多少通過電感電流的峰值來控制。 共 45 頁