【導(dǎo)讀】隨著石化資源是日益枯竭和環(huán)境的持續(xù)惡化，人們把目光投向了可再生綠色能源?？梢宰鳛楠毩㈦娫垂╇?，也可以并網(wǎng)發(fā)電，具有很高的靈活性。而我國20xx年的太陽能電池的安裝量只有160MWp，僅占全國當(dāng)年產(chǎn)量的4%，截止到20xx年底，我國光伏發(fā)電累計裝機容量也只有。說明我國光伏發(fā)電還處于初始階段，光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)研究開發(fā)極具意義和經(jīng)。本文同時也介紹了光伏并網(wǎng)發(fā)電的發(fā)展現(xiàn)狀、關(guān)鍵技術(shù)和研究熱點。對于控制技術(shù)的研究是本文的重點。通過對相位跟蹤方法的研究，最終采用軟件鎖。逆變器欠壓、過流保護。以驗證上述理論的正確性，為進一步研究打下基礎(chǔ)。課題的背景及意義.....

　　

【正文】 （ Pulse Width modulation） 控制就是對脈沖的寬度進行調(diào)制的技術(shù)。即通過通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需的波形（含形狀和幅值）。其原理：沖量相等而形狀不相等的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，器效果基本相同（沖量即指窄脈沖的面積）。 SPWM 即正弦波脈寬調(diào)制，其脈沖寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效。 SPWM 調(diào)制方式 按 SPWM 調(diào)制發(fā)法可以分為 :單極性調(diào)制和雙 極性調(diào)制。它們的波型如圖 所示。一般將正弦調(diào)制波的幅值與三角載波的峰值之比定義為調(diào)制度 M(亦稱調(diào)制比或調(diào)制系數(shù) )。 （ a） （ b） 圖 SPWM 調(diào)制波形 （ a） 單極性調(diào)制 波型 （ b）雙極性調(diào)制波型 第 19 頁 共 50 頁 在雙極性 SPWM 控制方式中，同一相上、 下兩個臂的驅(qū)動信號都是互補的。但實際上為了防止上、下兩個臂直通而造成短路，在給一個臂施加關(guān)斷信號后，再延遲時間，才給另一個臂施加導(dǎo)通信號。延遲時間的長短主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定。這個延遲時間將會給輸出的 SPWM 波形帶來影響，使其偏離正弦波。 而單極性則不存在此類問題。 在 SPWM 變換器中，載波頻率與調(diào)制信號頻率之比稱為載波比。根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況， SPWM 變換器可以有異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種控制方式。 （ 1）異步調(diào)制 在異步調(diào)制方式中，調(diào)制信號頻率變化時，通常保持載波頻率固定不變，因而載波比 m是變化的。在調(diào)制信號的半個周期內(nèi)，輸出脈沖的個數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱。當(dāng)調(diào)制信號頻率較低時，載波比 n 較大，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)較多，正負(fù)半周期脈沖不對稱和半周期內(nèi)前后 1/4 周期脈沖不對稱的影響都較小，輸出波形接近 正弦波。當(dāng)調(diào)制信號頻率增高時，載波比 m就減小，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對稱性影響就變大，還會出現(xiàn)脈沖的跳動。對于三相 SPWM 型變換器來說，三相輸出的對稱性也變差。因此，在采用異步調(diào)制方式時的高頻段，希望盡量提高載波頻率。 （ 2）同步調(diào)制 在變頻時使載波信號和調(diào)制信號的載波比 m等于常數(shù)的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。調(diào)制信號半個周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。為了使一相的波形正、負(fù)半周鏡對稱，同時使三相輸出波形嚴(yán)格對稱，載波比 n應(yīng)取為 3 的整數(shù)倍的奇數(shù)。當(dāng)變換器輸出頻率很低時，因為在半周期內(nèi)輸 出脈沖的數(shù)目是固定的，所以由 SPWM 調(diào)制而產(chǎn)生的諧波頻率也相應(yīng)降低。這種頻率較低的諧波通常不易濾除，如果負(fù)載為電動機，就會產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩脈動和噪聲。因此，在采用同步調(diào)制方式時的低頻段，希望盡量提高載波比。 （ 3） 分段同步調(diào)制 為了克服上述缺點，通常都采用分段同步調(diào)制的方法，即把變換器的輸出頻率范圍劃分成若干頻段，每個頻段內(nèi)都保持載波比 N 為恒定，在輸出頻率的高頻段采用較低的載波比，以使載波頻率不致過高。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負(fù)載產(chǎn)生不利影響。各頻段的載波比應(yīng)該都取 3 的整數(shù) 倍且為奇數(shù)。提高載波頻率可以使輸出波形更接近正弦波．但載波頻率的提高受到功率開關(guān)器件允許最高頻率的限制。 第 20 頁 共 50 頁 關(guān)于 SPWM 的開關(guān)頻率 SPWM 調(diào)制后的信號中除了含有調(diào)制信號和頻率很高的載波頻率及載波倍頻附近的頻率分量之外，幾乎不含其它諧波，特別是接近基波的低次諧波。因此， SPWM 的開關(guān)頻率愈高，諧波含量愈少。當(dāng)載波頻率越高時， SPWM 的基波就越接近期望的正弦波。但是， SPWM 的載波頻率除了受功率器件的允許開關(guān)頻率制約外，開關(guān)器件工作頻率提高，開關(guān)損耗和換流損耗會隨之增加。另外，開 關(guān)瞬間電壓或電流的急劇變化形成很大的或，會產(chǎn)生強的電磁干擾；高頻 還會在線路和器件的分布電容和電感上引起沖擊電流和尖峰電壓。因此，選擇適當(dāng)開關(guān)頻率非常重要。 SPWM 發(fā)生電路 由于本次設(shè)計采用單片機 軟件生成 單極性 SPWM 波型，其電路比用模擬芯片搭建的電路要簡單很多。（如圖 ） 圖 SPWM 發(fā)生電路 其工作原理： 由單片機的 PD4引腳（即 OCR1B）來輸出單極性 SPWM分別輸入兩個與非門 （ U2:B、U2:A），而 PD7 則 SPWM 輸出 控制 (OCR)，讓兩個與非門輪流輸出 ?180 的 SPWM 波型。每個與非門再由兩個非門來擴展成兩路輸出，以組成 4 路 SPWM 控制全橋逆變電路。 SPWM 驅(qū)動電路 在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結(jié)構(gòu)，其功率開關(guān)器件一般采用直接驅(qū)動和隔離驅(qū)動兩種方式。采用隔離驅(qū)動方式時需要將多路驅(qū)動電路、控制電路、主電路互相隔離，以免引起災(zāi)難性的后果。 因此， 由單片機發(fā)生的 SPWM 波不能直接驅(qū)動逆變橋工作， 第 21 頁 共 50 頁 必須經(jīng)過帶有電磁隔離的驅(qū)動電路來驅(qū)動逆變橋工作。 美國 IR 公司生產(chǎn)的 IR2110 驅(qū)動器。它兼有光耦隔離（體積小）和電磁隔離（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝 置中驅(qū)動器件的首選品種。 2IR2110 內(nèi)部結(jié)構(gòu)和特點： IR2110 采用 HVIC 和閂鎖抗干擾 CMOS 制造工藝， DIP14 腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達 500V， dv/dt=177。50V/ns， 15V 下靜態(tài)功耗僅 116mW；輸出的電源端（腳 3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍 10～ 20V；邏輯電源電壓范圍（腳 9） 5～ 15V，可方便地與 TTL， CMOS 電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有177。 5V的偏移量；工作頻率高，可達 500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為 120ns 和 94ns；圖騰柱輸出峰值電流為 2A。 IR2110 的內(nèi)部功能框圖如圖 所示。由三個部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護。如上所述 IR2110 的特點，可以為裝置的設(shè)計帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計，可以大大減少驅(qū)動電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。 圖 IR2110 的內(nèi)部功能框圖 高壓側(cè)懸浮驅(qū)動的自舉原理： IR2110 用于驅(qū)動半橋的電路如圖 所示。圖中 1C 、 1DV 分別為自舉電容和二極管，2C 為 VCC 的濾波電容。假定在 1S 關(guān)斷期間 2C 已充到足夠的電壓（ 1CV ≈ VCC）。當(dāng) INH為高電平時 1MV 開通， 2MV 關(guān)斷， 1CV 加到 1S 的門極和發(fā)射極之間， 1C 通過 1MV ， 1gR 和1S 門極柵極電容 Cgc1 放電， 1gcC 被充電。此時 VC1 可等效為一個電壓源。當(dāng) HIN 為低電平時， 2MV 開通， 1MV 斷開， 1S 柵電荷經(jīng) 1gR 、 2MV 迅速釋放， 1S 關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（ dt ）之后， INL 為高電平， 2S 開通， VCC 經(jīng) 1DV ， 2S 給 1CV 充電，迅速為 1C 補充能量。如此循環(huán)反復(fù)。 第 22 頁 共 50 頁 圖 半橋驅(qū)動電路 自舉電容的選擇：工程應(yīng)用則取 )(21 ??? VC CQC g 。（ gQ 為 IGBT 充分導(dǎo)通時所需要的柵電荷） 。 自舉二極管的選擇：自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管 。 我們采用如 圖 的驅(qū)動電路。自舉二極管采用高速開關(guān)二極管 FR301，由于沒 有能購買到此二極管，作用 2N4248 代替。 自舉電容的參數(shù)選擇： 在逆變電路中我們采用功率開關(guān)管 IRF540。 其相關(guān)參數(shù) gQ =72nC。 IRF2110 的電壓VCC=15V。 由 )(21 ??? VC CQC g 得： 41)(72*21 ????C nf 因此自舉電容應(yīng) 47nf。實際電路如圖 圖 實際驅(qū)動電路 過零檢測電路 由于頻率檢測和相位調(diào)整的需要，要對正弦波進行過零檢測以產(chǎn)生觸發(fā)脈沖。 電路結(jié)構(gòu)如圖 第 23 頁 共 50 頁 圖 過零檢測電路 其中，采用 10k 電阻進行電流保護，采用 5 伏穩(wěn)壓二極管進行電壓保護。 LM393的輸出需要用上拉電阻，否則 輸出電平不穩(wěn)定。 其輸入輸出仿真波形如圖 圖 方波為輸出波形，正弦波為輸入波形 AD 采樣電路 本次設(shè)計需要測量的電量有電流和電壓。由于片內(nèi) AD 只能轉(zhuǎn)換電壓量，因此電流量要相應(yīng)地轉(zhuǎn)換 成電壓量。 當(dāng) AD 的參考電壓為 +5V，則 被測電量的最大允許值要相應(yīng)地轉(zhuǎn)換成小于 +5V 的 AD 輸入信號，這樣才能實現(xiàn)過流，過壓保護。 當(dāng)采集直流側(cè)電量時，只需把被測電量分壓即可。當(dāng)測量交流電量時，需要使 用峰值保持器，整流橋的壓降通過軟件來補償。 電壓、電流的 AD 轉(zhuǎn)換 接線圖 第 24 頁 共 50 頁 圖 電壓、電流的 AD 轉(zhuǎn)換接線 第 25 頁 共 50 頁 4 軟件設(shè)計 本次應(yīng)用程序設(shè)計所應(yīng)用到的相關(guān)編譯軟件為 WinAVR、 AVR Studio 4 和 Proteus仿真軟件?？傮w的應(yīng)用軟件設(shè)計如圖 主程序 主程序的任務(wù)是初始化各個功能模塊和分配寄存器空間、生成基準(zhǔn) SPWM 表格 。其流程如圖 具體過程： （ 1）分配寄存器地址、生成 SPWM 正弦表格；（ 2）初始化 初始化 I/O 口、T/C0 定時器 T/C1 定時器和外部中斷 ；（ 3）判斷是否出現(xiàn)故障；（ 4）關(guān)機 。 主程序 采用 T/C0 定時器實現(xiàn)鎖相環(huán)控制 AD 采樣程序，并實現(xiàn)欠壓、過流保護 采用 T/C1 定時器實現(xiàn)SPWM 控制 MPPT 控制 圖 應(yīng)用軟件的整體設(shè)計 第 26 頁 共 50 頁 鎖相環(huán)控制 算法的 實現(xiàn) 因為逆變器并網(wǎng)工作，對逆變器不僅要求控制輸出電流值跟隨基準(zhǔn)給定而且要求輸出的電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，所以市電相位跟蹤是不得不解決的問題。相位跟蹤一般采用鎖相環(huán)技術(shù) (PhaseLocked Loop,PLL)來實現(xiàn)。鎖相環(huán)就是一個閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動跟蹤輸入信號的頻 率和相位。 鎖相環(huán)控制原理 目前比較傳統(tǒng)方法有如圖 所示的模擬鎖相環(huán) (APLLAnalog PLL)，它由鑒相器(PD)、低通濾波器 (LF)、壓控振蕩器 (VCO)組成。鑒相器的輸入是市電電壓的采樣信號 acV和 VCO 的輸出 outV ，鑒相器的輸出為誤差信號，該信號為和 outV 相位差的線性函數(shù)。低通濾波器濾除 eV 中的高頻信號后得到 cV ，再由 cV 來控制壓控振蕩器來改變輸出信號 outV的頻率和相位來逼進 acV 的頻率和相位。 隨著大規(guī)模集成電路發(fā)展和應(yīng)用，出現(xiàn)了數(shù)字式鎖相環(huán) (DPLLDigital PLL)和將 PD、開始 分配寄存器和生成基準(zhǔn) SPWM 表格 初始化 I/O 口、 T/C0 定時器 T/C1 定時器和外部中斷 判斷保護位，是否置位 N 關(guān)機 Y 圖 主程序流程圖 第 27 頁 共 50 頁 VCO、可編程計數(shù)器等集成于一個 IC 的混合鎖相環(huán) (HPLLHybrid PLL)。 APLL、 DPLL、HPLL 都是以硬件方式實現(xiàn)鎖相功能的，有著較為復(fù)雜的硬件電路，還遇到一些硬件不可 避免的問題，諸如直流零點漂移、器件飽和、器件老化。而隨著 DSP 等微處理器發(fā)展起來的軟件鎖相環(huán) (SPLL,SoftPLL)不但解決 APLL 方法的不足，而且還降低了成本，因此得到廣泛的應(yīng)用。 本論文基于 AVR Atmage16 單片機來進行光伏并網(wǎng)控制，所以可以比較方便的采用目前較為先進的軟件鎖相環(huán)，與傳統(tǒng)的模擬鎖相相比，模擬鎖相環(huán)電路中的鑒相器的輸出量代表了相位與頻率兩種誤差，與模擬鎖相環(huán)相似的 SPLL 也必須對頻率和相位分別進行調(diào)整才能達到鎖相的目的 。其基本組成如圖 所示，在電網(wǎng)電壓正常時，則選用電網(wǎng)電壓過零信號作為同步信號來做頻率修正和檢測相位差再來做 鎖相過程的超調(diào)量與鎖相速度之間存在矛盾，為了既保證并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性又保證鎖相的快速性，必須選擇合適的算法，下面先介紹兩種較常見的基本的算法。 （ 1） 最優(yōu)時