【正文】 其基本組成如圖 所示，在電網(wǎng)電壓正常時(shí)，則選用電網(wǎng)電壓過(guò)零信號(hào)作為同步信號(hào)來(lái)做頻率修正和檢測(cè)相位差再來(lái)做 鎖相過(guò)程的超調(diào)量與鎖相速度之間存在矛盾，為了既保證并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性又保證鎖相的快速性，必須選擇合適的算法，下面先介紹兩種較常見的基本的算法。而隨著 DSP 等微處理器發(fā)展起來(lái)的軟件鎖相環(huán) (SPLL,SoftPLL)不但解決 APLL 方法的不足，而且還降低了成本，因此得到廣泛的應(yīng)用。 隨著大規(guī)模集成電路發(fā)展和應(yīng)用，出現(xiàn)了數(shù)字式鎖相環(huán) (DPLLDigital PLL)和將 PD、開始 分配寄存器和生成基準(zhǔn) SPWM 表格 初始化 I/O 口、 T/C0 定時(shí)器 T/C1 定時(shí)器和外部中斷 判斷保護(hù)位，是否置位 N 關(guān)機(jī) Y 圖 主程序流程圖 第 27 頁(yè) 共 50 頁(yè) VCO、可編程計(jì)數(shù)器等集成于一個(gè) IC 的混合鎖相環(huán) (HPLLHybrid PLL)。鑒相器的輸入是市電電壓的采樣信號(hào) acV和 VCO 的輸出 outV ，鑒相器的輸出為誤差信號(hào)，該信號(hào)為和 outV 相位差的線性函數(shù)。鎖相環(huán)就是一個(gè)閉環(huán)的相位控制系統(tǒng)，能夠自動(dòng)跟蹤輸入信號(hào)的頻 率和相位。 主程序 采用 T/C0 定時(shí)器實(shí)現(xiàn)鎖相環(huán)控制 AD 采樣程序，并實(shí)現(xiàn)欠壓、過(guò)流保護(hù) 采用 T/C1 定時(shí)器實(shí)現(xiàn)SPWM 控制 MPPT 控制 圖 應(yīng)用軟件的整體設(shè)計(jì) 第 26 頁(yè) 共 50 頁(yè) 鎖相環(huán)控制 算法的 實(shí)現(xiàn) 因?yàn)槟孀兤鞑⒕W(wǎng)工作，對(duì)逆變器不僅要求控制輸出電流值跟隨基準(zhǔn)給定而且要求輸出的電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，所以市電相位跟蹤是不得不解決的問(wèn)題。總體的應(yīng)用軟件設(shè)計(jì)如圖 主程序 主程序的任務(wù)是初始化各個(gè)功能模塊和分配寄存器空間、生成基準(zhǔn) SPWM 表格 。當(dāng)測(cè)量交流電量時(shí)，需要使 用峰值保持器，整流橋的壓降通過(guò)軟件來(lái)補(bǔ)償。 當(dāng) AD 的參考電壓為 +5V，則 被測(cè)電量的最大允許值要相應(yīng)地轉(zhuǎn)換成小于 +5V 的 AD 輸入信號(hào)，這樣才能實(shí)現(xiàn)過(guò)流，過(guò)壓保護(hù)。 其輸入輸出仿真波形如圖 圖 方波為輸出波形，正弦波為輸入波形 AD 采樣電路 本次設(shè)計(jì)需要測(cè)量的電量有電流和電壓。 電路結(jié)構(gòu)如圖 第 23 頁(yè) 共 50 頁(yè) 圖 過(guò)零檢測(cè)電路 其中，采用 10k 電阻進(jìn)行電流保護(hù)，采用 5 伏穩(wěn)壓二極管進(jìn)行電壓保護(hù)。 由 )(21 ??? VC CQC g 得： 41)(72*21 ????C nf 因此自舉電容應(yīng) 47nf。 其相關(guān)參數(shù) gQ =72nC。自舉二極管采用高速開關(guān)二極管 FR301，由于沒 有能購(gòu)買到此二極管，作用 2N4248 代替。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管 。（ gQ 為 IGBT 充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷） 。如此循環(huán)反復(fù)。當(dāng) HIN 為低電平時(shí)， 2MV 開通， 1MV 斷開， 1S 柵電荷經(jīng) 1gR 、 2MV 迅速釋放， 1S 關(guān)斷。當(dāng) INH為高電平時(shí) 1MV 開通， 2MV 關(guān)斷， 1CV 加到 1S 的門極和發(fā)射極之間， 1C 通過(guò) 1MV ， 1gR 和1S 門極柵極電容 Cgc1 放電， 1gcC 被充電。圖中 1C 、 1DV 分別為自舉電容和二極管，2C 為 VCC 的濾波電容。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計(jì)，可以大大減少驅(qū)動(dòng)電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。由三個(gè)部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護(hù)。 5V的偏移量；工作頻率高，可達(dá) 500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為 120ns 和 94ns；圖騰柱輸出峰值電流為 2A。具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達(dá) 500V， dv/dt=177。它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點(diǎn)，是中小功率變換裝 置中驅(qū)動(dòng)器件的首選品種。 因此， 由單片機(jī)發(fā)生的 SPWM 波不能直接驅(qū)動(dòng)逆變橋工作， 第 21 頁(yè) 共 50 頁(yè) 必須經(jīng)過(guò)帶有電磁隔離的驅(qū)動(dòng)電路來(lái)驅(qū)動(dòng)逆變橋工作。 SPWM 驅(qū)動(dòng)電路 在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結(jié)構(gòu)，其功率開關(guān)器件一般采用直接驅(qū)動(dòng)和隔離驅(qū)動(dòng)兩種方式。（如圖 ） 圖 SPWM 發(fā)生電路 其工作原理： 由單片機(jī)的 PD4引腳（即 OCR1B）來(lái)輸出單極性 SPWM分別輸入兩個(gè)與非門 （ U2:B、U2:A），而 PD7 則 SPWM 輸出 控制 (OCR)，讓兩個(gè)與非門輪流輸出 ?180 的 SPWM 波型。因此，選擇適當(dāng)開關(guān)頻率非常重要。但是， SPWM 的載波頻率除了受功率器件的允許開關(guān)頻率制約外，開關(guān)器件工作頻率提高，開關(guān)損耗和換流損耗會(huì)隨之增加。因此， SPWM 的開關(guān)頻率愈高，諧波含量愈少。提高載波頻率可以使輸出波形更接近正弦波．但載波頻率的提高受到功率開關(guān)器件允許最高頻率的限制。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過(guò)低而對(duì)負(fù)載產(chǎn)生不利影響。因此，在采用同步調(diào)制方式時(shí)的低頻段，希望盡量提高載波比。當(dāng)變換器輸出頻率很低時(shí)，因?yàn)樵诎胫芷趦?nèi)輸 出脈沖的數(shù)目是固定的，所以由 SPWM 調(diào)制而產(chǎn)生的諧波頻率也相應(yīng)降低。調(diào)制信號(hào)半個(gè)周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。因此，在采用異步調(diào)制方式時(shí)的高頻段，希望盡量提高載波頻率。當(dāng)調(diào)制信號(hào)頻率增高時(shí)，載波比 m就減小，半周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，輸出脈沖的不對(duì)稱性影響就變大，還會(huì)出現(xiàn)脈沖的跳動(dòng)。在調(diào)制信號(hào)的半個(gè)周期內(nèi)，輸出脈沖的個(gè)數(shù)不固定，脈沖相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱。根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況， SPWM 變換器可以有異步調(diào)制和同步調(diào)制兩種控制方式。 而單極性則不存在此類問(wèn)題。延遲時(shí)間的長(zhǎng)短主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)間決定。 （ a） （ b） 圖 SPWM 調(diào)制波形 （ a） 單極性調(diào)制 波型 （ b）雙極性調(diào)制波型 第 19 頁(yè) 共 50 頁(yè) 在雙極性 SPWM 控制方式中，同一相上、 下兩個(gè)臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)都是互補(bǔ)的。它們的波型如圖 所示。 SPWM 即正弦波脈寬調(diào)制，其脈沖寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效。即通過(guò)通過(guò)對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來(lái)等效地獲得所需的波形（含形狀和幅值）。 由于沒有買到合適的型號(hào)，暫用 IRF540 代替（ 100V， 28A）。 25312?K 即 ?K ，則變比應(yīng) 使用 12/220 的升壓變壓器。 為了能實(shí)現(xiàn)并網(wǎng) ， 則逆變橋 在最小電壓 25V 輸入仍能通過(guò)變壓器升壓到 312V 的幅值。 已知 電源電壓的變化范圍（ 25V～ 48V），變壓器的變比應(yīng)為 K。 數(shù)量分析： 忽略換流過(guò)程， Oi 可近似成矩形波，展開成傅里葉級(jí)數(shù) (39) 基波電流有效值 (310) 負(fù)載電壓有效值 OU 和直流電壓 dU 的關(guān)系（忽略 dL 的損耗，忽略晶閘管壓降 ） (311) 主逆變電路 設(shè)計(jì)分析 本次設(shè)計(jì)采用全橋逆變電路，如圖 圖 主逆變電路 在前面已經(jīng)知道 光伏電池的等效模型為電流源。為保證可靠換流應(yīng)在 Ou 過(guò)零前25 ttt ??? 時(shí)刻觸發(fā) 2TV 、 3TV 。 Oi 在 3t 時(shí)刻，即 21 VTVT ii ? 時(shí)刻過(guò)零， 3t 時(shí)刻大體位于 2t 和 4t 的中點(diǎn)。 4tt? 時(shí)， 1VT 、 4VT 電流減至零而關(guān)斷，換流階段結(jié)束。 4 個(gè)晶閘管全部導(dǎo)通，負(fù)載電壓經(jīng)兩個(gè)并聯(lián)的放電回路同時(shí)放電。 TL 使 1VT 、 4VT 不能立刻關(guān)斷，其 電流有一個(gè)減小過(guò)程。 t1t2： 1VT 和 4VT 穩(wěn)定導(dǎo)通階段， dO Ii ? ， 2t 時(shí)刻前在 C 上建立了左正右負(fù)的電壓。因基波頻率接近負(fù)載電路諧振頻率，故負(fù)載對(duì)基波呈高阻抗，對(duì)諧波呈低阻抗，諧波在負(fù)載上產(chǎn)生的壓降很小，因此負(fù)載電壓波形接近正弦波。 C 和 L、 R 構(gòu)成并 聯(lián)諧振電路，故此電路稱為并聯(lián)諧振式逆變電路。負(fù)載一般是電磁感應(yīng)線圈，加熱線圈內(nèi)的鋼料，RL 串聯(lián)為其等效電路。1VT 、 4VT 和 2VT 、 3VT 以 1000～ 2500Hz 的中頻輪流導(dǎo)通，可得到中頻交流電。換流方式有負(fù)載換流、強(qiáng)迫換流。 （ 3） 直流側(cè)電感起緩沖無(wú)功能量的作用，不必給開關(guān)器件反并聯(lián)二極管。 電流型逆變電路主要特點(diǎn)： （ 1） 直流側(cè)串大電感，相當(dāng)于電流源。 電流型逆變電路 直流電源為電流源的逆變電路 —— 電流型逆變電路。 圖 電壓型逆全橋逆變電路 及其工作波形 輸出電壓定量 分析 ： Ou 成傅里葉級(jí)數(shù) 第 15 頁(yè) 共 50 頁(yè) (33) 基波幅值 (34) 基波有效值 (35) Ou 為正負(fù)各 180186。半橋電路的 Ou ，幅值高出一倍 dm UU ? 。 1V 和 4V 一對(duì)， 2V 和 3V 另一對(duì)，成對(duì)橋臂同時(shí)導(dǎo)通，交替各導(dǎo)通 180176。 我們只采用單相全橋結(jié)構(gòu)不考慮半橋的情況 。 （ 3） 當(dāng)交流側(cè)為阻感負(fù)載時(shí)需要提供無(wú)功功率，直流側(cè)電容器緩沖無(wú)功能量的作用。直流側(cè)的電壓基本無(wú)脈動(dòng)，直流回路呈現(xiàn)低 阻抗。由于只是設(shè)計(jì)單相逆變并網(wǎng)，因此不討論三相逆變的情況。逆變電路根據(jù)直流側(cè)電源性質(zhì)不 同可以分為兩類：直流側(cè)是電壓源的稱為電壓型逆變電路；直流側(cè)為電流源的稱為電流型逆變電路?；鶞?zhǔn)電壓可以通 第 14 頁(yè) 共 50 頁(yè) 過(guò)在 AREF 引腳上加一個(gè)電容進(jìn)行解耦 ， 以更好地抑制噪聲。 。 ADC 由 AVCC 引腳單獨(dú)提供電源。 如果使用 200x 增益，可得到 7 位分辨率。 七路 差分模擬輸入通道共享一個(gè)通用負(fù)端 (ADC1),而其他任何 ADC 輸入可做為正輸入端。器件還支持 16 路差分電壓輸入組合。 ADC 與一個(gè) 8 通道的模擬多路復(fù)用器連接，能對(duì)來(lái)自端口 A 的 8 路單端輸入電壓進(jìn)行采樣。輸出的 PWM 頻率可以通過(guò)如下公式計(jì)算得到： T O PN ff c lkO C R x P F C P W M *2? (32) 變量 N 代表分頻因子 ( 6 256 或 024)。要想真正輸出信號(hào)還必須將 OC1x 的數(shù)據(jù)方向設(shè)置為輸出。 工作于相頻修正 PWM 模式時(shí)，比較單元可以在 OC1x 引腳上輸出 PWM 波形。這樣 OCR1A 就可以用于在 OC1A 輸出 PWM 波。因此輸出脈沖為對(duì)稱的，確保了頻率是正確的。如 圖 所示，與相位修正模式形成對(duì)照的是，相頻修正 PWM 模式生成的輸出在所有的周期中均為對(duì)稱信號(hào)。 改變 TOP 值時(shí)必須保證新的 TOP 值不小于所有比較寄存器的數(shù)值。若 TOP 由 OCR1A 或 ICR1 定義，則當(dāng) TCNT1 達(dá)到 TOP 值時(shí) OC1A 或 CF1 置位。比較匹配發(fā)生時(shí)， OC1x 中斷標(biāo)志將被置位。方框圖同時(shí)包含了普通 PWM 輸出以及反向 PWM 輸出。圖中給出了當(dāng)使用 OCR1A 或 ICR1 來(lái)定義 TOP 值時(shí)的相頻修正 PWM 模式。在一個(gè)定時(shí)器時(shí)鐘里 TCNT1 值等于 TOP值。最小分辨率為 2 比特 (ICR1 或 OCR1A 設(shè)為 0x0003)，最大分辨率為 16位 (ICR1 或OCR1A 設(shè)為 MAX)。 相頻修正修正 PWM 模式與相位修正 PWM 模式的主要區(qū)別在于 OCR1x 寄存器的更新時(shí)間。與單斜坡操作相比，雙斜坡操作可獲得的最大頻率要小。在一般的比較輸出模式下，當(dāng)計(jì)時(shí)器往 TOP 計(jì)數(shù)時(shí)若 TCNT1 與 OCR1x匹配， OC1x 將清零為低電平；而在計(jì)時(shí)器往 BOTTOM 計(jì)數(shù)時(shí) TCNT1 與 OCR1x 匹配，OC1x 將置位為高電平。與相位修正模式類似，相頻修正 PWM 模式基于雙斜坡操作。但是不推薦在普通模式下利用輸出比較來(lái)產(chǎn)生波形，因?yàn)闀?huì)占用太多的 CPU 時(shí)間。如果事件間隔太長(zhǎng)，必須使用定時(shí)器溢出中斷或預(yù)分頻器來(lái)擴(kuò)展輸入捕捉單元的分辨率。在普通模式下輸入捕捉單元很容易使用。但由于定時(shí)器中斷服務(wù)程序能夠自動(dòng)清零 TOV1，因此可以通過(guò)軟件提高定時(shí)器的分辨率。在TCNT1 為零的同一個(gè)定時(shí)器時(shí)鐘里 T/C 溢出標(biāo)志 TOV1 置位。在此模式下計(jì)數(shù)器不停地累加。我們需要的是普通模式 和相位與頻率修正模式。 下面著重介紹 16 為定時(shí)器的使用。 （更多的資料參考 Atmage16使用說(shuō)明） （ 2）定時(shí)器說(shuō)明