【正文】 例子： V(2,1) 節(jié)點(diǎn) 2和節(jié)點(diǎn) 1的電壓幅度 VM(2) 節(jié)點(diǎn) 2與參考節(jié)點(diǎn) (地 )間的電壓幅度 VDB(R1) R1上電壓幅度的分貝 (dB)數(shù) VBEP(Q5) 三極管 Q5的基極與發(fā)射極間電壓的相位 IAG(T2) 傳輸線 T2的 A端口電流的群延遲 IR(VIN) 流過電壓源 VIN電流的實(shí)部 II(R1) 流過電阻 R1上電流的虛部 IGG(M3) MOSFET M3柵極電流的群延遲 噪聲分析中的輸出變量 輸出變量 含 意 INOISE 輸入節(jié)點(diǎn)的等效輸入噪聲 ONOISE 輸出節(jié)點(diǎn)的總的均方根噪聲和。即總的輸出噪聲 DB(INOISE) 按分貝為單位的等效輸入噪聲 DB(ONOISE) 按分貝為單位的總的輸出噪聲 第五部分 常見問題 浮動節(jié)點(diǎn) 0R21kV11Vac0VdcR11kL110uH12L210uH12R51kV31V ac0V dc++E1E0R41kR31kC11n0C21nL610uH12R61kL510uH12L410uH1 2L310uH1 2V41 V a c0 V d cR75 0 0 m e gC11n0C21nL610uH12R61kL510uH12L410uH1 2L310uH1 2V41 V a c0 V d cR85 0 0 m e g 少于兩個連接的節(jié)點(diǎn) R91k1 V a c0 V d cC31n0R 1 01kR 1 11G 電壓源和有感回路 V71 Va c0 Vd c0V61 Va c0 Vd c0V81 V a c0 V d cL710uH12 直流分析不收斂 ? 直流分析時的不收斂，往往是由于電路連接、元件值或模型參數(shù)值有錯造成的。 ? 偏置點(diǎn)的計算不收斂有以下 5種解決方法； ? 重置 ITLl項(xiàng) 最簡單的方法是增加直流迭代次數(shù)的限制，在任選項(xiàng)中 ITLl為 40，可把 ITLl 置為 1000，這樣就允許許更多的迭代次數(shù)，可能會導(dǎo)致收斂。這種方法，往往對計算終止值在真實(shí)解附近較有效。 使用 OFF項(xiàng) 在直流計算時，可關(guān)斷所有對直流計算是截止的半導(dǎo)體器件。偏置點(diǎn)首先是假定被設(shè)定的器件都是在截止時得到的，收斂后再允許這些器件中有電流通過，以使它們的端電壓與實(shí)際相符，處于正常工作，然后繼續(xù)迭代至收斂。因此 ON／ OFF項(xiàng)不影響偏置點(diǎn)的最終解，只影響對初始迭代的估計。所以，這種方法對非線性工作區(qū)是最有效。 使用 .NODESET語句 .NODESET 語句是節(jié)點(diǎn)電壓設(shè)置語句，用它可以對電路中某些節(jié)點(diǎn)設(shè)置初始電壓。在直流分析時將對予置節(jié)點(diǎn)接上設(shè)定的電壓源，進(jìn)行迭代直至收斂，再將這些電壓源去掉繼續(xù)迭代直至收斂到最終解。因此該語句僅起幫助收斂的作用并不影響直流偏置點(diǎn)的最終解。 放寬分析精確度 收斂的最終判據(jù)是用相對誤差和絕對誤差來表示的，這些誤差直接反映了分析的精度。如果放寬了分析的精度也就放寬了收斂的條件。如果設(shè)置 RELTOL＝ ， ABSTOL＝ 1010， VNTOL=104,且把 ITL1設(shè)為 300，這就比用它們的缺省值都大，即放寬了收斂條件，如果這時收斂了，就記下非線性元件控制節(jié)點(diǎn)的直流電壓值，并把這些節(jié)點(diǎn)的電壓用 .NODESET語句設(shè)定記下的節(jié)點(diǎn)直流電壓值，然后恢復(fù)上述任選項(xiàng)的值，即提高分析精度，再運(yùn)行一次，看是否收斂。 使用 UIC開關(guān) 在以上方法都不能使直流偏置點(diǎn)收斂時，使用開關(guān) UIC可作為最后的償試。該法獲得正確結(jié)果的可能性約 98％。這種方法是在不用直流 (DC)和交流 (AC)分析時只進(jìn)行瞬態(tài)分析，并用獲得的穩(wěn)態(tài)輸出值作為給節(jié)點(diǎn)進(jìn)行電壓值設(shè)定，再按要求，重新進(jìn)行所需的分析。 具體步驟如下： 如果在輸入文件中有 .OP和 .AC語句，則去掉這些語句，只進(jìn)行瞬態(tài)分析 。 去掉所有脈沖，指數(shù)或正弦輸入源。 設(shè)置合理的模擬時間。 使用 TRAN語句中的 UIC開關(guān)，這將允許在沒有求解靜態(tài)工作點(diǎn)的情況下就進(jìn)行瞬態(tài)計算。 對電路的輸入文件中的每一個非線性控制節(jié)點(diǎn)添加觀察項(xiàng) 運(yùn)行該分析。 從輸出曲線圖中每一節(jié)點(diǎn)的輸出波形取值。將這些電壓值作為節(jié)點(diǎn)設(shè)置來決定每個非線性控制節(jié)點(diǎn)的初始電壓。 重新加上所需要的獨(dú)立電源 、 .OP和 .AC語句。 .TRAN語句中去掉 UIC開關(guān) ,⑧ 再開始分析。 直流掃描和轉(zhuǎn)移分析不收斂 ? 直流掃描和轉(zhuǎn)移特性分析時的不收斂，除了采用直流偏置點(diǎn)分析中的解決方法外還有以下幾種 ? 重置 ITL2項(xiàng) ITL2是對直流轉(zhuǎn)移特性曲線迭代次數(shù)的限制，其缺省值是 20，如把 ITL2置為 200，這樣就允許更多的迭代次數(shù)，而導(dǎo)致收斂。當(dāng)然在增加 ITL2時，應(yīng)同時重置 ITL1， 一般 ITL1＞ ITL2。 ? 用分段線性源代替直流掃描 導(dǎo)致直流掃描特性分析不收斂和最一般的情況是分析帶有正反饋的電路，如斯密特觸發(fā)器電路?？梢允褂盟矐B(tài)分析代替直流掃描。 瞬態(tài)分析不收斂 ? 重置 ITL4項(xiàng) 重新設(shè)置瞬態(tài)分析時間點(diǎn)的迭代極限， ITL4的缺省值是 10， 如設(shè)為 40，就會有更多的迭代次數(shù)，可能會導(dǎo)致收斂，這種設(shè)置會使模擬速度減慢。在ITL4增加后，有時要設(shè)置 ITL5＝ 0使解收斂。 ? 放寬分析精度 試將電壓和電流的相對誤差容限即相對精度放寬， RELTOL的缺省值是 ， 如將其放寬到 。此時也可放寬電流或電壓的絕對誤差容限，就是重置 ABST0L(缺省值 1PA)． 如到 lNA， 重置VNTOL(缺省值 luv)， 如到 100UV。 ? 設(shè)置電路初始條件 第六部分 PSPICE元器件模型 元器件模型（電阻） 模型名： RES 模型參數(shù)包括： 電阻因子 R 缺省值為 1 線性溫度系數(shù) Tc1 缺省值為 0 二次溫度系數(shù) Tc2 缺省值為 0 指數(shù)溫度系數(shù) Tce 缺省值為 0 Tce未指定時電阻值與溫度的關(guān)系為： Rnew=Value*R*[1+Tc1*(TT0)+Tc2*(TT0)2] Tce指定時電阻值與溫度的關(guān)系為： Rnew=Value*R**(TT0) 電阻的噪聲模型是假定頻帶寬度為 1Hz時計算的，這時電阻的熱噪聲功率譜密度 (每單位帶寬 )為 i2=4kT/Rnew i是等效噪聲電流 ,k是玻爾茲曼常數(shù)， T為熱力學(xué)溫度。 元器件模型（電容 ） ? 模型名： CAP ? 模型參數(shù)包括： 電容因子 C 缺省值為 1 線性電壓系數(shù) Vc1 缺省值為 0 二次電壓系數(shù) Vc2 缺省值為 0 線性溫度系數(shù) Tc1 缺省值為 0 二次溫度系數(shù) Tc2 缺省值為 0 電容值與電壓和溫度的關(guān)系為： Cnew=Value*C* [1+Vc1*V+Vc2*V2] *[1+Tc1*(TT0)+Tc2*(TT0)2] 元器件模型（電感 ） ? 模型名： IND ? 模型參數(shù)包括： 電感因子 L 缺省值為 1 線性電流系數(shù) IL1 缺省值為 0 二次電流系數(shù) IL2 缺省值為 0 線性溫度系數(shù) Tc1 缺省值為 0 二次溫度系數(shù) Tc2 缺省值為 0 電感值與電流和溫度的關(guān)系為： Lnew=Value*L* [1+IL1*I+IL2*I2] *[1+Tc1*(TT0)+Tc2*(TT0)2] 元器件模型（互感 ） ? 模型名： CORE ? 模型參數(shù)包括： 平均磁通橫截面積 AREA 缺省值為 平均磁路長度 PATH 缺省值為 1 有效氣隙長度 GAP 缺省值為 0 疊層因子 PACK 缺省值為 1 磁化強(qiáng)度飽和值 MS 缺省值為 1E+6 平均磁場參數(shù) ALPHA 缺省值為 1E3 形狀參數(shù) A 缺省值為 1E+3 磁疇壁折曲常數(shù) C 缺省值為 磁疇壁約束常數(shù) K 缺省值為 500 非線性磁心的情況，可以通過設(shè)置B(K(name))從 Probe中看到。磁化強(qiáng)度可以設(shè)置 H(K(name)) 看到 . 元器件模型（壓控開關(guān) ） ? 模型名： VSWITCH ? 模型參數(shù)包括： 閉合狀態(tài)控制電壓 VON 缺省值為 1 斷開狀態(tài)控制電壓 VOFF 缺省值為 1E6 閉合電阻 RON 缺省值為 1 斷開電阻 ROFF 缺省值為 0 ? 開關(guān)噪聲是在假設(shè)頻率帶寬為 1Hz時計算的。電壓控制開關(guān)產(chǎn)生熱噪聲是由于在偏置點(diǎn)相當(dāng)于一個有限電阻，其每單位帶寬的功率譜密度 ： i2=4kT/RS 模型參數(shù)中 RON必須大于 0， ROFF必須比 1/GMIN小。 ROFF與 RON之比應(yīng)該小于 1012 在容許的精度范圍內(nèi)，相對于其它的電路元件，通過選擇 RON盡可能高， ROFF盡可能低，可以使由于理想開關(guān)的高增益所帶來的困難減到最小 元器件模型（流控開關(guān) ） ? 模型名： ISWITCH ? 模型參數(shù)包括： 閉合狀態(tài)控制電流 ION 斷開狀態(tài)控制電流 IOFF 閉合電阻 RON 斷開電阻 ROFF 元器件模型（二極管 ） ? 二極管模型是由一個本征二極管上串聯(lián)一個歐姆電阻陽構(gòu)成，本征二極管又用電容Cd和非線性電流源 Id并聯(lián)構(gòu)成，以模擬二極管的存貯電荷效應(yīng)和電流 電壓特性。該模型可廣泛用于 PN結(jié)二極管和肖特基二極管中。在模型中考慮了反向擊穿特性。所以也適用于穩(wěn)壓管的分析中。 RsACdKID 在模型參數(shù)中，決定二極管的直流持性的參數(shù)有 IS(飽和電流 )、 VJ（ PN結(jié)內(nèi)建電勢）、 N（ 發(fā)射系數(shù)）、 RS（ 歐姆電阻）、 ISR（ 復(fù)合電流參數(shù)）、 NR（ ISR 的發(fā)射系數(shù)）、 BV（ 反向擊穿電壓）、 NBV （ 反向擊穿因子） 、 NBVL （ 低電平反向擊穿因子） 、 IBV （ 反向擊穿電流） 、 IBVL （ 低電平反向擊穿電流） ， 其中前四項(xiàng)是主要的。 飽和電流 IS是二極管模型中最重要的參數(shù)，其物理本質(zhì)是 PN結(jié)反向擴(kuò)散電流。該值遠(yuǎn)小于 PN結(jié)反向 (漏 )電流，因?yàn)樗┌ǚ聪蚩臻g電荷區(qū)產(chǎn)生電流、表面復(fù)合電流、表面溝道電流和表面漏導(dǎo)電流。 頻率特性主要是由擴(kuò)散電容描述的電荷存貯效應(yīng)和非線性耗盡層電容決定，擴(kuò)散電容主要由 TT (渡越時間 )模擬， IS、 N、 IKF(大注入膝點(diǎn)電流 )參數(shù)對其有影響。耗盡層電容由參數(shù) CJO（ 零偏壓 PN結(jié)電容） 、 VJ、 M（ PN結(jié)梯度因子）和 Fc（ 正偏耗盡層電容公式中的系數(shù) ） 確定。 飽和電流的溫度系數(shù)主要由 XTI(飽和電流溫度指數(shù) )、 EG(禁帶寬度 )、 IS決定，還包括 ISR和 NR參數(shù)。 反向擊穿用反向二極管電流的指數(shù)增長來模擬，主要由參數(shù) BV和 IBV決定 (這兩個值都是正值 ) 此外還有 NBV、 IBVL、 NBVL參數(shù)。 為了模擬晶體管中的電荷存貯效應(yīng)采用電容模型來模擬。晶體管中的存貯電荷一部分是由 PN結(jié)的空間電荷區(qū)存貯的，并用結(jié)勢壘電容來表示，另一部分是由于注入的少數(shù)載流子引起的，這部分電荷用注入的載流子電荷或擴(kuò)散電容來表示。其中 BE結(jié)電容為： Cbe = BE結(jié)電容 = Ctbe + areaCjbe Ctbe = 擴(kuò)散電容 = tfGbe tf = 有效度越時間 = TF(1+XTF(Ibe1/(Ibe1+areaITF))2eVbc/(VTF)) Gbe = BE直流電導(dǎo) = (dIbe)/(dVb) Ibe = Ibe1 + Ibe2 Cjbe = CJE(1Vbe/VJE)MJE Vbe FCVJE Cjbe = CJE(1FC)(1+MJE)(1FC(1+MJE) +MJEVbe/VJE) Vbe FCVJE BC結(jié)電容為： Cbc = BC結(jié)電容 = Ctbc + areaXCJCCjbc Ctbc =擴(kuò)散電容 = TRGbc Gbc = BC直流電導(dǎo) = (dIbc)/(dVbc)