【正文】 抗干擾 、 抗阻塞能力以及隱蔽能力等 。 擴頻技術是解決以上問題的有效措施 。 擴頻系統(tǒng)則是將發(fā)送的信息擴展到一個很寬的頻帶上 ， 通常要比發(fā)送的信息帶寬寬很多 。 在接收端 ， 通過相關檢測恢復出發(fā)送的信息 。 擴頻系統(tǒng)對于單個用戶來說頻譜利用率很低 ， 但是擴頻系統(tǒng)允許很多用戶在同一個頻帶中同時工作 ， 而不會相互產(chǎn)生明顯的干擾 。 當采用碼分多址 (CDMA)技術 ， 實現(xiàn)多用戶工作時 ， 擴頻系統(tǒng)的頻譜效率就變得較高 。 擴頻系統(tǒng)具有以下主要特點： （ 1） 抗干擾和抗衰落 、 抗阻塞能力強； （ 2） 多址通信時頻譜利用率高； （ 3） 信號的功率譜密度很低 ， 有利于信號的隱蔽 。 擴頻通信系統(tǒng)的工作方式有： 直接序列擴頻 ( Direct Sequence Spread Spectrum)、 跳變頻率擴頻 (Frequency Hopping Spread Spectrum) 、 跳 變 時 間 擴 頻 (Time HoppingSpread Spectrum) 和混合擴頻 。 以擴頻技術為基礎的碼分多址 (CDMA)方式已得到廣泛應用 ， 并確定為第三代移動通信系統(tǒng)的多址方式 。 (DSSS) 1. 直接序列擴頻 (DSSS)系統(tǒng)是將偽隨機 (PN)序列直接與基帶脈沖數(shù)據(jù)相乘來擴展基帶信號 。 偽隨機序列的一個脈沖或符號稱為一個 “ 碼片 ” 。 采用二進制相移調(diào)制的 DS系統(tǒng)調(diào)制器原理圖如圖 9 35 所示 。 設基帶數(shù)據(jù)序列 m(t)為 m(t)= )( asnn nTtga ?????? 式中 ， an為信息碼 ， 取值為 177。 1； Ta為信息碼時間間隔 。 在一個碼元期間 , 基帶信號 m(t)的平均功率為 圖 9 35 二進制相移調(diào)制的 DS系統(tǒng)調(diào)制器原理圖 基帶B P FPN 碼產(chǎn)生器c o s ?ctr ( t )m ( t )cP N ( t )Pm= ? aTadttmT02 )(1偽隨機碼產(chǎn)生器產(chǎn)生的偽隨機序列 cPN(t)為 cPN(t)= )( Ccnn nTtgc ??????式中 ， 為偽隨機序列碼元 ， 取值為 177。 1； Tc為偽隨機序列碼元時間間隔 。 通常 ， 偽隨機序列碼元時間間隔遠遠小于數(shù)據(jù)序列碼元時間間隔 ， 即 TcTa。 Be= caaCTTRR ? 式中 ， Rc為偽隨機序列碼速 ， Ra為數(shù)據(jù)序列碼速 。 cPN(t)的平均功率為 Pc= dtCT CT tPNC?0 2 )(1擴展后的序列 d(t)為 d(t)=m(t)cPN(t)= )( Ccnn nTtgd ??????式中 dn= +1，若 an= 1， 若 an ?經(jīng)過 2PSK調(diào)制后 ， s(t)=d(t)cosωct=m(t)cPN(t) cosωct 式中 , ωc為載波角頻率 。 直接序列擴頻系統(tǒng)解調(diào)器原理如圖 9 36 所示 。 圖中 ， 輸入 DSSS信號首先進行 2PSK解調(diào) ， 然后與偽隨機序列相乘進行接擴 。 為了正確恢復信號 ， 在接收端產(chǎn)生的偽隨機序列必須與即將接收的擴頻信號中的偽隨機序列同步 。 設解調(diào)器輸入為 r(t)=s(t)+n(t)=m(t)cPN(t) cosωct+n(t) 式中 ， n(t)=nc(t) cosωctns(t) sinωct為加性高斯噪聲 。 2PSK x(t)= )(co s)()(21 tntwtctm cPN ?圖 9 – 36 直接序列擴頻系統(tǒng)解調(diào)器原理 低通 積分m ( t )c o s ?ct cP N ( t )經(jīng)解擴后輸出為 mo(t)= Pcm(t)+no(t) ( 10) 式中 , 第一項即是所需要的發(fā)送數(shù)據(jù) 。 擴頻系統(tǒng)的抗干擾能力可以用處理增益來衡量 ， 處理增益越大 ， 抗帶內(nèi)干擾的能力越強 。 處理增益定義為 GP= 通常可用分貝表示 ， 即 21ii NSNS// 00?輸入信噪比輸出信噪比GP= )(//lg10 00 dBNS NSii對于直接序列擴頻系統(tǒng) ， 處理增益可表示為 GP= CaaCaCii TTRRBBNSNS ???// 00 式表示 ， 直接序列擴頻系統(tǒng)的處理增益為擴頻信號射頻帶寬 Bc與數(shù)據(jù)信息帶寬 Ba的比值 ， 或為偽隨機序列碼速 Rc與數(shù)據(jù)序列碼速 Ra之比 。 在不同的干擾情況下 ， 式 ( 13)會有所不同 。 例如 ， 在 CDMA系統(tǒng)中 ， 傳輸?shù)男畔⒋a速率為 ， 擴頻碼速率為 ， 則系統(tǒng)的處理增益為 GP= dBRRaC 28 ??? 圖 9 37 所示為直接序列擴頻系統(tǒng)對帶內(nèi)窄帶干擾的抑制原理 。 解調(diào)器輸入端信號和窄帶干擾的功率譜如圖 9 37(a)所示 ， 解擴后輸出信號和干擾的功率譜如圖 9 37(b)所示 。 可見 ， 解擴后信號帶寬減小 ， 功率譜增大 ， 而干擾的功率譜擴展后帶寬展寬 ， 功率譜降低 。 解調(diào)器的濾波器將大部分信號頻帶外的干擾濾除 ， 從而提高直接序列擴頻系統(tǒng)的抗干擾能力 。 2. 為了提高擴頻系統(tǒng)的頻譜利用率 ， 調(diào)制方式可以采用四相調(diào)制 ， 調(diào)制器原理圖如圖 9 38 所示 。 調(diào)制器輸出信號為 s(t)=mI(t)cIPN(t)cosωct+mQ(t)cQPN(t)sinωct 圖 9 – 37 (a) 寬帶濾波器輸出 。 (b) 解擴展后相關器輸出 頻譜密度干擾信號頻率O O 頻率干擾信號≈ 處理增益頻譜密度( a ) ( b )圖 338 雙四相擴頻調(diào)制器原理圖 串 / 并變換c o s ?cts i n ?ct相加器cI P N ( t )cQ P N ( t )s ( t )圖 339 雙四相解調(diào)器原理圖 積分積分低通濾波積分積分低通濾波c o s ?cts i n ?ctcI P N ( t )cQ P N ( t )cQ P N ( t )cI P N ( t )輸出輸入xI(t)= mI(t)cIPN(t)+ nc(t) ( 16) xQ(t)= mQ(t)cQPN(t)+ ns(t) 21 212121解擴后的兩路輸出分別為 moI(t)=(Pc+ρ)mI(t)+noI(t) ( 18) moQ(t)=(Pc+ρ)mQ(t)+noQ(t) ( 19) 式中 ρ= dttCtCTTQ P NI P N )()(10? 為同相和正交兩路擴頻碼之間的相關系數(shù) ， noI(t)和 noQ (t)為輸出噪聲 。 moI(t)和 moQ(t)經(jīng)過并 /串變換即可恢復出發(fā)送數(shù)據(jù)序列 。 由式 ( 18)和式 ( 19)可以看出 ， 解調(diào)器輸出性能除了受加性噪聲 noI(t)和 noQ(t)影響外 ， 還要受擴頻碼 cIPN(t)和cQPN(t)之間的相關系數(shù) ρ的影響 。 一般情況下 ρ值很小 ， 可以忽略 。 但是在移動通信中 ， 由于多徑衰落信道 ， 使得 ρ的影響不能忽略 。 因此 ， 需要對雙四相調(diào)制方式加以改進 。 3. 復四相擴頻調(diào)制與解調(diào)原理圖如圖 9 40 所示 。 調(diào)制器也是兩次調(diào)制方式 ， 解調(diào)器與雙四相解調(diào)器相似 。 調(diào)制器輸出信號為 s(t)= ［ mI(t)cIPN(t)mQ(t)cQPN(t) ］ cosωct+［ mI(t)cQPN(t)+mQ(t)cIPN(t)］ sinωct 圖 9 40 (a) 調(diào)制器 。 (b) 解調(diào)器 串 / 并變換c o s ?cts i n ?ctcQ P N ( t )cI P N ( t )輸出輸入cI P N ( t )cQ P N ( t )積分積分低通濾波積分積分低通濾波c o s ?cts i n ?ctcI P N ( t )cQ P N ( t )cQ P N ( t )cI P N ( t )輸入 輸出( a ) ( b )－接收端解調(diào)器輸入為 r(t)=s(t)+n(t) =［ mI(t)cIPN(t)mQ(t)cQPN(t)］ cosωct +［ mI(t)cQPN(t)+mQ(t)cIPN(t)］ sinωct+n(t) ( 22) 四相正交解調(diào)器同相支路和正交支路輸出分別為 xI(t)= ［ mI(t)cIPN(t)mQ(t)cQPN(t)］ + nc(t) xQ(t)= ［ mQ(t)cIPN(t)+mI(t)cQPN(t)］ + ns(t)] 21212121 通過正交解擴后 ， 同相支路和正交支路輸出分別為 moI(t)=PcmI(t)+noI(t) moQ(t)=PcmQ(t)+noQ(t) 由式 ( 25)和式 ( 26)可以看出 ， 解調(diào)器輸出性能只受加性噪聲 noI(t)和 noQ(t)影響 ， 而與擴頻碼 cIPN(t)和 cQPN(t)之間的相關系數(shù) ρ無關 。 moI(t)和 moQ(t)經(jīng)過并 /串變換即可恢復出發(fā)送數(shù)據(jù)序列 。 因此 ， 采用復四相擴頻調(diào)制與解調(diào)方式 ， 消除了擴頻碼之間相關系數(shù) ρ的影響 。 在跳頻擴頻中 ， 調(diào)制數(shù)據(jù)信號的載波頻率不是一個常數(shù) ， 而是隨擴頻碼變化的 。 在時間周期 T中 ， 載波頻率不變 ， 但在每個時間周期后 ， 載波頻率跳到另一個 (也可能是相同 )的頻率上 。 跳頻模式由擴展碼決定 。 所有可能的載波頻率的集合稱為跳頻集 。 直接序列擴頻和跳頻擴頻在頻率占用上有很大不同 。 當一個 DSSS系統(tǒng)傳輸時占用整個頻段 ， 而 FHSS系統(tǒng)傳輸時僅占用整個頻段的一小部分 ， 并且頻譜的位置隨時間而改變 。 FHSS頻率使用如圖 9 41 所示 。 圖 9 41 FHSS信號頻率 /時間關系 時間頻率FH FHSS 系統(tǒng)原理如圖 9 42 所示 。 在發(fā)送端 ， 基帶數(shù)據(jù)信號與擴頻碼調(diào)制后 ， 控制快速頻率合成器 ， 產(chǎn)生 FHSS 信號 。 在接收端進行相反的處理 。 使用本地生成的偽隨機序列 ， 對接收到的 FHSS 信號進行解擴 ， 然后通過解調(diào)器恢復出基帶數(shù)據(jù)信號 。 同步 /追蹤電路確保本地生成的跳頻載波和發(fā)送的跳頻載波模式同步 ， 以便正確地進行解擴 。 FHSS 系統(tǒng)中 ， 根據(jù)載波頻率跳變速率的不同可以分為兩種跳頻方式 。 如果跳 頻速率遠大 于符號速率 ， 則稱為快跳頻 ( F[CD*2]FH )。 在這種情況下 ， 載波頻率在一個符號傳輸 期間變化多次 ， 因此一個比特是使用多個頻率發(fā)射的 。 如果跳頻速率遠小于符號速率 ， 則稱為慢跳頻 ( S[CD*2]FH )。 在這種情況下， 多個符號使用一個頻率發(fā)射。 圖 9 42 FHSS系統(tǒng)原理圖 基帶調(diào)制器向上轉(zhuǎn)換器頻率合成器編碼發(fā)生器向下轉(zhuǎn)換器頻率合成器同步 / 追蹤編碼發(fā)生器數(shù)據(jù)解調(diào)器數(shù)據(jù) 數(shù)據(jù) (THSS) 圖 9 43