【正文】 AX6495–MAX6499可工作在較寬的++72V供電電壓范圍內(nèi)。當(dāng)監(jiān)控輸入低于用戶設(shè)置的過壓門限時，n溝道MOSFET柵極被驅(qū)動為高。集成的電荷泵電路提供一個10V柵極源極電壓，完全導(dǎo)通n溝道MOSFET。當(dāng)輸入電壓超過用戶設(shè)置的過壓門限時，迅速拉低MOSFET的柵極，將負(fù)載與輸入斷開。在某些應(yīng)用中，不希望將負(fù)載和輸出斷開。在這些情況下，保護(hù)電路可配置為電壓限幅器，GATE輸出齒波來限制負(fù)載電壓(MAX6495/MAX6496/MAX6499)。MAX6496支持較低的輸入電壓，通過外部串聯(lián)p溝道MOSFET替換外部電池反接保護(hù)二極管來降低功率損耗。MAX6496產(chǎn)生合適的偏置電壓，確保p溝道MOSFET在正常工作時打開導(dǎo)通。出現(xiàn)拋負(fù)載情況時，柵極源極電壓被嵌箝位，電池反接時p溝道MOSFET被關(guān)斷。MAX6497/MAX6498具有一個開漏、通用比較器，在輸出低于設(shè)置門限時，可通知系統(tǒng)。MAX6497保持MOSFET開關(guān)閉鎖，直至輸入電源重新上電或者刷新/SHDN引腳為止。當(dāng)VOVSET降至130mV以下時，MAX6498將會自動重啟。這些器件采用小尺寸、熱增強(qiáng)的型6引腳和8引腳TDFN封裝，工作在40176。C至+125176。C溫度范圍。齊納二極管的選擇，要求避免在正常工作時消耗過多的功率，并可承受高于輸入電壓最大值的電壓。此外，齊納二極管的擊穿電壓必須小于OVP的最大工作電壓(72V)，擊穿時齊納二極管電流最大。串聯(lián)電阻(R3)既要足夠大，以限制過壓時齊納二極管的功耗，又要足夠小，在最小輸入電壓時能夠維持OVP器件正常工作。圖2中電阻R3的阻值根據(jù)以下數(shù)據(jù)計算：齊納二極管D1的擊穿電壓為54V；過壓時峰值為150V，齊納二極管的功率小于3W。根據(jù)這些數(shù)據(jù)要求，齊納二極管流過的最大電流為：3W/54V = 56mA根據(jù)這個電流，R3的下限為：(150V 54V)/56mA = R3的峰值功耗為：(56mA)178。 = ，則會在電阻和齊納二極管上引起相當(dāng)大的功率消耗。為了計算電阻R3的上限，必須了解供電電壓的最小值。例如，假設(shè)供電電壓的最小值為6V，正常工作時R3的最大壓降為500mV。由于MAX6495的工作電流為150181。A (最大)，相應(yīng)電阻的最大值為：500mV/150181。A = 圖2中的R3設(shè)置為2kΩ，可以保證供電電壓略小于6V時OVP器件仍可以正常工作。注意，發(fā)生過壓故障時，R3和D1 (圖2)需要耗散相當(dāng)大的功率。如果過壓條件持續(xù)時間較長(如：幾十毫秒以上)，圖3所示電路或許更能勝任應(yīng)用的要求。圖中射極跟隨器通過降低從R3與 D1節(jié)點(diǎn)抽取的電流大大增加R3所允許的最大值。以β值為100的三極管為例。這種情況下，不能忽略5181。A 的二極管反向漏電流。R3為10kΩ，因此，由于漏電流在R3上產(chǎn)生的壓降會達(dá)到50mV。在IN和GND間使用一個1181。F (最小值)的陶瓷電容。確保器件的電壓范圍滿足輸入電壓的要求，須注意MOSFET的VDS_MAX額定值。額定電壓為380V，變頻范圍3—100Hz。3—50HZ為恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速，50—100Hz為恒功率調(diào)速風(fēng)機(jī)型號VEC—V6—132F3，風(fēng)機(jī)功率：132KW，額定電壓：380V，額定電流：245A，轉(zhuǎn)速2980轉(zhuǎn)/分，運(yùn)行電流：120A～180A；風(fēng)量：12776m3/h；風(fēng)壓：21995Pa；控制方式 鍵盤調(diào)速+鍵盤運(yùn)行2 上限頻率 50HZ4 加速時間 1125 減速時間 806 轉(zhuǎn)矩提升 177 載波頻率 59 上升/下降控制 有效10 自由停車功能 有效11 電流限幅功能 有效圖417過電壓保護(hù)電路圖418霍爾電流傳感器模塊參數(shù)： 由于逆變晶閘管就是開通或關(guān)斷直流電流，形成負(fù)載上的中頻電流。因此，逆變晶閘管的觸發(fā)信號與中頻電流同相位。直接取單片機(jī)發(fā)出的逆變觸發(fā)信號作為中頻電流過零信號，送至80C196MC的比較捕獲單元引腳CAP0。 功率自動控制部分若是模擬電路，其產(chǎn)生的逆變角調(diào)節(jié)信號可接至80C196MC的A/D轉(zhuǎn)換輸入引腳ACH0。80C196MC的自帶的A/D轉(zhuǎn)換模塊將其轉(zhuǎn)換后可得出調(diào)節(jié)量。功率自動控制部分若是數(shù)字電路，其產(chǎn)生的逆變角調(diào)節(jié)信號可通過串行通信傳至80C196MC。串行通信信號接至80C196MC的比較捕獲單元引腳CAP1及CAP2。 啟動過程中的控制信號，如直流電壓限幅信號、重復(fù)啟動時關(guān)機(jī)信號、啟動成功轉(zhuǎn)鎖頻信號均為開關(guān)量，可接至80C196MC的I/。發(fā)生故障的保護(hù)信號接至80C196MC的不可屏蔽中斷引腳NMI，以保證任何時候發(fā)生故障控制程序都可以及時轉(zhuǎn)入保護(hù)中斷。 控制參數(shù)的設(shè)置和顯示可以通過人機(jī)接口外接鍵盤和數(shù)碼管實(shí)現(xiàn)。 型號/資料額定值測量范圍輸出值精度匝數(shù)比(Ω)電源Vc(V)原邊窗口CHB25NP5A7A25mA%5:1000100190177。15PCBCHB50P50A80A100mA%1:5000120177。12～15Φ10CHB100P100A150A100mA%1:10000100177。12～15Φ10CHB200S200A300A100mA%1:2000050177。12～18Φ20CHB300S300A500A150mA%1:2000030177。12～18Φ20CHB500S500A1000A100mA%1:5000030177。12～24Φ25CHB1000S1000A1500A200mA%1:5000025177。15～24測量頻率：0100KHZ測量范圍：140000A精度：%1%相應(yīng)時間：1US線性度：%無測量插入損耗。工作原理：被測電流IN流過導(dǎo)體產(chǎn)生的磁場，由通過霍爾元件輸出信號控制的補(bǔ)償信號IM流過次級線圈產(chǎn)生的磁場補(bǔ)償。當(dāng)原邊與副邊磁場達(dá)到平衡時，其補(bǔ)償電流IM即可精確反映原邊電流IN的值。緩沖電路：它是在開關(guān)管兩端并聯(lián)由電阻、電容和二極管組成的緩沖電路?。D1與開關(guān)管反并聯(lián)，韻成反向續(xù)流回路。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷后，負(fù)載電流經(jīng)D電容c流通，由于負(fù)載電流對電容C充電，使其電壓逐漸上升，從而抑制了開關(guān)管兩端的電壓上升率。開關(guān)管導(dǎo)通時，c經(jīng)R和開關(guān)管放電，C的能量被R消耗。與電容C串聯(lián)的電阻R可起阻尼作用，由于一般電路都是呈感性的(變壓器漏感或負(fù)載電感)，電阻的存在可以防止等效電感L和電容c在電路的過渡過程中，發(fā)生振蕩而在電容兩端出現(xiàn)過高的電壓損壞IGBT，同時，還可以避免電容通過IGBT放電時的放電電流過大，造成過電流損壞IGBT。四 主程序設(shè)計主要程序為閉環(huán)主程序、SPWM中斷處理子程序和5ms定時中斷子程序．主程序分為初始化、參數(shù)修改、刷新SPWM給定值等幾個模塊；SPWM 中斷處理子程序中先根據(jù)人口參數(shù)計算三相脈寬．然后進(jìn)三相脈寬值到三個輸出比較器準(zhǔn)備下一次中斷；5ms中斷子程序則根據(jù)當(dāng)前轉(zhuǎn)速給定與轉(zhuǎn)速反饋值計算出新的SPWM 給定值及轉(zhuǎn)向，以供CPU 輸出對應(yīng)的SPWM 波形．為了提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，僅在停車時方可修改各參數(shù)，開車狀態(tài)時該功能自動失效．轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)采用模糊(fuzzy)控制并結(jié)合PI算法在低速情況下可獲得良好的動靜態(tài)特性．中斷開始中斷開始計算三相脈沖算出新的SPWM的給定值送三相脈沖值到三個輸出比較器準(zhǔn)備下一次中斷中斷返回中斷返回 SPWM中斷 5ms定時中斷給定變開始初始化刷新轉(zhuǎn)速給定修改新舊SPWM給定值有變化參數(shù)改讀給定轉(zhuǎn)向修改SPWM給定值輸出新轉(zhuǎn)向設(shè)SPWM輸出中斷，設(shè)RELOAD寄存器，設(shè)死區(qū)時間寄存器開中斷啟動閉環(huán)主程序系統(tǒng)軟件框圖五 總結(jié)本設(shè)計參考變頻系統(tǒng)的設(shè)計思想，設(shè)計并制造了一套全數(shù)字化SPWM變頻器調(diào)速系統(tǒng)，通過對16位單片機(jī)8OC196MC的波形發(fā)生器輸出信號施加三相正弦函數(shù)調(diào)制和電壓幅值調(diào)制，使得其V /F控制策略在軟件上得以實(shí)現(xiàn)。對這種調(diào)速系統(tǒng)分析和設(shè)計作了相應(yīng)的研究?？偟膩碚f，得出了以下結(jié)論:，本文通過設(shè)定完全轉(zhuǎn)矩補(bǔ)償?shù)腣/F曲線，可以提升變頻后的最大轉(zhuǎn)矩，得到較好的控制特性。，理論表明，當(dāng)載波頻率較高時，其輸出脈沖序列的基波電壓幅值與所要求的等效正弦波幅值相等。故這種調(diào)制方式能很好地滿足異步電機(jī)變壓變頻的要求。通過對其頻譜的分析，還證明了提高載波頻率，可以有效抑制諧波電壓和電流，從而改善電機(jī)的運(yùn)行性能。，特別適用于高頻逆變場合。其SPWM控制信號采用片內(nèi)WFG外設(shè)電路生成，用戶只需考慮調(diào)制函數(shù)表的設(shè)定，依靠查表和計算就可以快速確定SPWM占空比，極大地簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。，實(shí)驗表明，使用集成混合驅(qū)動電路具有較高的可靠性。 總之，通過本課題的鍛煉，我學(xué)習(xí)到了電機(jī)控制中一種先進(jìn)的法，讓我在計算機(jī)的學(xué)習(xí)上邁出了一大步，在今后學(xué)習(xí)和工作中，我會吸取實(shí)驗過程中的經(jīng)驗教訓(xùn)，對單片機(jī)進(jìn)行更深入的研究和開發(fā)。由于本人在所研究的領(lǐng)域涉足尚淺，學(xué)識有限，而對該課題的學(xué)習(xí)也主要靠個人的摸索，論文中難免存在不足，對此懇請各位專家、教授和老師予以指正。參考文獻(xiàn)[1][2] 8XC196MC/:大連理工大學(xué)出版社 ，1995[3] Hand Book,1991[4] :機(jī)械工業(yè)出版社，2001。[5]:機(jī)械工業(yè)出版社，1998[6]，1995 [7]王秩泉等，1997 [8]，西安交通大學(xué)出版社 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