【正文】 自組織模糊控制器分為兩種。(1)模糊 PID 控制器輸入輸出量的選取根據(jù)節(jié)氣門體總成的組成結(jié)構(gòu)可知，節(jié)氣門閥的開度和轉(zhuǎn)動(dòng)的速度反映了節(jié)氣門執(zhí)行器運(yùn)動(dòng)的全部特征信息，因此選取節(jié)氣門開度的給定值(油門踏板角位移 )與實(shí)際轉(zhuǎn)角的測(cè)量值(節(jié)氣門角位移)的偏差 e 及其變化率 ec 作為模糊控制器的輸入變量，其輸出變量分別為 PID 控制器的三個(gè)參數(shù)的增量值△kp, △Ki, △Kd。對(duì)于 PID 部分來說，可以將節(jié)氣門開度的給定值(油門踏板角位移 )與實(shí)際轉(zhuǎn)角的測(cè)量值(節(jié)氣門角位移) 的偏差 e, PID 控制器的三個(gè)參數(shù)的增量值 △kp, △ Ki, △Kd 作為輸入量，將 PWM 占空比作為輸出量。(2)隸屬函數(shù)及隸屬函數(shù)賦值表的確定最常用的隸屬函數(shù)通常為三角形函數(shù)、梯形函數(shù)或正態(tài)分布函數(shù)，故隸屬函數(shù)采用正態(tài)分布，正態(tài)分布函數(shù)公式為: 公式（310）??????2/exp?????au正態(tài)分布函數(shù) μ(x)在參數(shù) a 確定的情況下，λ 的大小影響著隸屬函數(shù)曲線的形狀，同時(shí)對(duì)控制效果影響較大。λ 大，隸屬函數(shù)的寬度寬，則模糊集合的分辨率低，控制靈敏度低，控制特性較緩慢。 λ 大，隸屬函數(shù)的寬度小時(shí)，模糊集合分辨率越高，控制靈敏度也越高。設(shè)計(jì)中選取語言變量 E 和 EC 的模糊集合論域?yàn)閇6 ，+6]，則 E 和 EC 的量化檔數(shù)分 M=13,N=13。經(jīng)計(jì)算洗取誤莽 e、誤籌奪律率 ec 隸屬函數(shù)可知，誤差 e、誤差變化率 ec 隸屬函數(shù)賦值表如表 31 所示。表 31 誤差 e、誤差變化率 ec 隸屬函數(shù)賦值表e、ecU6 5 4 3 2 1 0 1 2 3 4 5 6PB 0 0 0 0 0 0 0 0 0 PM 0 0 0 0 0 0 0 0 PS 0 0 0 0 0 0 0 0 0ZO 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0NS 0 0 0 0 0 0 0 0 0NM 0 0 0 0 0 0 0 0EECNB 0 0 0 0 0 0 0 0 0選取△kp, △Ki, △Kd 的模糊集合論域?yàn)閇7,+7] ，則△沖、△Ki, △Kd 的量化檔數(shù)分別為 up=15, ui=15, ud=15。 經(jīng)過計(jì)算 PID 部分三個(gè)參數(shù)增量△kp, △ Ki, △Kd 的隸屬函數(shù)，我們可知△kp, △Ki, △Kd 隸屬函數(shù)賦值表如表 32 所示表 32 △kp, △Ki, △Kd 隸屬函數(shù)賦值表△kp, △Ki, △Kdu7 6 5 4 3 2 1 0 1 2 3 4 5 6 7PB 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 PM 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0PS 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0ZO 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0NS 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0NM 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0△kp, △Ki, △KdNB 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0(3)控制規(guī)則的建立系統(tǒng)在不同誤差和誤差變化率時(shí)，PID 參數(shù)整定規(guī)律如下:當(dāng)誤差絕對(duì)值 e 較大時(shí)，為加快系統(tǒng)的響應(yīng)速度，應(yīng)取較大 KP。為了避免系統(tǒng)在初始時(shí)，由于誤差的瞬時(shí)增大可能出現(xiàn)微分飽和使控制作用超出允許范圍，此時(shí)取較小 KD。當(dāng)誤差絕對(duì)值 e 適中時(shí)，使系統(tǒng)具有較小的超調(diào)，應(yīng)取稍小 KP。此 KD 取值對(duì)系統(tǒng)影響較大，所以 KD 取值要大小適中，以保系統(tǒng)響應(yīng)速度。增加積分對(duì)控制作用， KI 取值要適當(dāng)。當(dāng)誤差絕對(duì)值 e 較小時(shí)，為系統(tǒng)有良好穩(wěn)態(tài)性能，應(yīng)取較大 KP, KI。同時(shí)避免系統(tǒng)在設(shè)定值附近產(chǎn)生振蕩，一般 KD 為:當(dāng)絕對(duì)值 e 較小時(shí) KD 取大些，當(dāng)絕對(duì)值 e 變大時(shí) KD 取小些。 直流電機(jī)控制的實(shí)現(xiàn) 直流電機(jī)等效電路分析直流電機(jī)等效電路如圖 33 所示。圖 33 電機(jī)等效電路等效電路中電流與電壓的關(guān)系根據(jù)基爾霍夫定律可表示為: 公式(311)aeaa UdtNKiRdtLi ??//?其中，Ua 為直流電機(jī)端電壓。L 為電樞電感。Ra 為電樞電阻。Ke 為感應(yīng)電壓系數(shù)。N 為齒輪齒數(shù)比。ia為電樞電流。θ 為節(jié)氣門開度。由上式可知，在電樞電感 L 和電樞電阻凡固定不變的情況下，電機(jī)兩端電壓與節(jié)氣門開度變化率成正比關(guān)系，通過控制電機(jī)兩端電壓的變化可以間接控制節(jié)氣門開度變化率。 直流電機(jī) PWM 驅(qū)動(dòng)原理分析(1)直流電機(jī) PWM 驅(qū)動(dòng)方式選取直流電機(jī) PWM 控制系統(tǒng)分為不可逆和可逆系統(tǒng)。不可逆系統(tǒng)是指電機(jī)只能單向旋轉(zhuǎn)。可逆系統(tǒng)是指電機(jī)可正反兩個(gè)方向旋轉(zhuǎn)。ETC 控制系統(tǒng)中直流電機(jī)在節(jié)氣門閥打開時(shí)必須提供力矩。在節(jié)氣門閥關(guān)閉時(shí)分為兩種，一種為緩慢關(guān)閉，此時(shí)復(fù)位彈簧提供的回正力矩來實(shí)現(xiàn)，另一種為節(jié)氣門閥迅速關(guān)閉，此時(shí)電機(jī)提供力矩，其方向與復(fù)位彈簧提供力矩方向一致，本課題采用可逆 PWM 控制方法。(2)受限單極性可逆 PWM 控制原理圖 34 為受限單極性可逆 PWM 控制原理示意圖。直流電機(jī)正轉(zhuǎn)情況下，開關(guān)管 V1 受 PWM 控制信號(hào)控制，向開關(guān)管 V4 施加高電平，使其常開 。開關(guān)管 V2, V3 施加低電平，使其均處于截止?fàn)顟B(tài)。 直流電機(jī)反轉(zhuǎn)情況下，開關(guān)管 V2 受 PWM 控制信號(hào)控制，向開關(guān)管 V3 施加高電平使其常開。開關(guān)管 V1, V4 施加低電平，使其截止。圖 34 受限單極性可逆 PWM 控制原理現(xiàn)以直流電機(jī)正轉(zhuǎn)為例，介紹受限單極性驅(qū)動(dòng) PWM 控制系統(tǒng)的特點(diǎn)。直流電機(jī)正轉(zhuǎn)情況下，在每個(gè) PWM 周期的 0tl 區(qū)間， V1 導(dǎo)通，電流沿圖 所示的虛線 1 流經(jīng)電樞繞組，方向?yàn)閺?A 到 B，直流電機(jī)工作在電動(dòng)狀態(tài)。在 t1 t2 區(qū)間，V1 截止，電流在自感電動(dòng)勢(shì)的作用下經(jīng) V4 和 D3 形成續(xù)流回路，沿圖 中虛線 2，直流電動(dòng)機(jī)繼續(xù)工作在電動(dòng)狀態(tài)。直流電動(dòng)機(jī)正轉(zhuǎn)情況下的輸入電壓與輸出電流波形如圖 35 所示。a 輸入電壓 b 輸出電流圖 35 電動(dòng)機(jī)正轉(zhuǎn)輸出電流波形圖在直流電動(dòng)機(jī)制動(dòng)情況下，PWM 控制信號(hào)的占空比減小，使電樞兩端的平均電壓小于反向電動(dòng)勢(shì)?？朔５怯捎谀軌虮苊忾_關(guān)管同臂直通，可大幅提高系統(tǒng)的可靠性，因此，適用于在大功率、大轉(zhuǎn)動(dòng)慣量、可靠性要求較高的直流電動(dòng)機(jī)控制。這也是本課題選用受限單極性可逆 PWM 控制方式驅(qū)動(dòng)直流電機(jī)的主要原因。在反向電動(dòng)勢(shì)的作用下，電流的線路從 A 到 B，但由于 V2 處于截止?fàn)顟B(tài)，使耗能制動(dòng)電流通路受到限制，所謂“受限”即由此而來。受限單極性驅(qū)動(dòng)方式在輕載情況下會(huì)出現(xiàn)斷流現(xiàn)象，可以通過提高開關(guān)頻率的方法或改進(jìn)電路設(shè)計(jì) 本章小結(jié)本章首先分析了數(shù)字 PID 控制算法、參數(shù)的作用及參數(shù)確定方法。接著對(duì) PID 控制和模糊 PID 控制進(jìn)行了仿真對(duì)比和分析。然后對(duì)模糊 PID 算法及其實(shí)現(xiàn)方法進(jìn)行了詳細(xì)闡述。最后介紹了直流電機(jī)的等效電路和 PWM 驅(qū)動(dòng)原理，為直流電機(jī)控制軟件開發(fā)奠定了理論基礎(chǔ)。4 ETC 硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì) ETC 硬件設(shè)計(jì)與方案設(shè)計(jì) 硬件單元設(shè)計(jì)要求電子控制單元是電子節(jié)氣門控制系統(tǒng)的核心部分，為一個(gè)多輸入單輸出的非線性系統(tǒng)，電路結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，而且它的工作環(huán)境比較復(fù)雜，所以其硬件單元應(yīng)具有以下特點(diǎn):(1)功能性滿足運(yùn)算量大、實(shí)時(shí)性高的系統(tǒng)程序運(yùn)行需求，使系統(tǒng)具有較快的響應(yīng)速度。具有足夠的接口資源，可以處理從傳感器接收的各種信號(hào)，并能向執(zhí)行器輸出各種類型的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)。具有 CAN 或其它類型的總線接口，以實(shí)現(xiàn)與不同電子控制單元間的信息交互。(2)工程性電子控制單元要具有高度的靈活性和可靠性，可以在苛刻的車輛運(yùn)行環(huán)境下工作。具有較強(qiáng)的抗干擾能力，電磁兼容性滿足國(guó)家及行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)?？刂破鳒囟确秶统叽鐫M足車用要求。 具有調(diào)試接口，預(yù)留重要信號(hào)的測(cè)試點(diǎn)及升級(jí)和修改的接口。(3)性價(jià)比在保證 ETC 能達(dá)到各種功能性和工程性要求的前提下，盡量降低系統(tǒng)成本，使系統(tǒng)具有較高的性價(jià)比。 硬件單元總體設(shè)計(jì)電子節(jié)氣門控制器硬件系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)如圖 41 所示，ETC 控制器硬件作為 ETC 控制策略實(shí)現(xiàn)的基礎(chǔ)，其性能直接影響到 ETC 系統(tǒng)的綜合控制性能。綜合考慮電子節(jié)氣門控制系統(tǒng)的功能要求，ETC 控制器硬件系統(tǒng)的設(shè)計(jì)主要包括以下幾個(gè)主要內(nèi)容:(1)控制芯片模塊: 控制芯片模塊主要為單片機(jī)最小系統(tǒng)，包括單片機(jī)及其工作所必須的電源電路、復(fù)位和晶振電路。(2)輸入模塊:輸入模塊主要包括油門踏板位置信號(hào)傳感器電路、節(jié)氣門位置信號(hào)傳感器電路。(3)輸出模塊:輸出模塊主要包括 H 橋電機(jī)驅(qū)動(dòng)電路、LED 顯示電路。(4)通信模塊:通信模塊主要為串口通信電路和 CAN 總線通信電路。車速負(fù)載空調(diào)等工況計(jì)算機(jī)油門踏板位置傳感器車載 12V 電源 電源 DC/DC 轉(zhuǎn)換電路電機(jī)節(jié)氣門位置傳感器油門踏板信號(hào)處理器節(jié)氣門位置傳信號(hào)處理電路CAN 總線通信電路控制芯片P89C668RS232 LED 顯示故障診斷PWMH橋驅(qū)動(dòng)電路H橋電機(jī)控制電路圖 41 電子節(jié)氣門控制器總體結(jié)構(gòu) 硬件控制芯片選型控制芯片選型是 ETC 控制器開發(fā)中一個(gè)非常關(guān)鍵的部分，ETC 控制芯片不僅需要較快的處理速度，而且還要實(shí)現(xiàn)高精度的實(shí)時(shí)控制，故需要具有高速實(shí)時(shí)計(jì)算、高速實(shí)時(shí)輸入和輸出、高精度 A/D 轉(zhuǎn)換、多中斷響應(yīng)等特性。 電源模塊電路設(shè)計(jì)此次設(shè)計(jì)的電源模塊主要為電控單元、傳感器和直流電動(dòng)機(jī)提供電源。其中由于傳感器電路精度比較高，節(jié)氣門位置傳感器和踏板位置傳感器輸入的模擬信號(hào)供電電壓必須非常穩(wěn)定，否則對(duì)踏板位置傳感器和節(jié)氣門位置傳感器信號(hào)會(huì)有很大的擾動(dòng)，本設(shè)計(jì)中給傳感器單獨(dú)供電，電控單元 5V 供電電源與傳感器 5V 供電電源分開。故本課題中共需兩個(gè) 5V 和一個(gè) 12V 直流電源。其中 5V 電源由兩個(gè)電壓轉(zhuǎn)換器件 7805 從 12V 直流電源直接轉(zhuǎn)化得到。直流電機(jī)所需 12V 直流電源直接從 12V 蓄電池得到。圖 42 所示為系統(tǒng)采用電源穩(wěn)壓電路圖，主要由電源穩(wěn)壓芯片 7805 組成。a 電控單元穩(wěn)壓電路 b 傳感器穩(wěn)壓電路圖 42 電源穩(wěn)壓電路圖 角位移信號(hào)采集功能設(shè)計(jì) 模擬信號(hào)調(diào)理電路設(shè)計(jì)角位移信號(hào)調(diào)理電路是電控系統(tǒng)的重要組成部分，主要完成信號(hào)的跟隨和濾波。信號(hào)調(diào)理可以防止各種干擾信號(hào)進(jìn)入系統(tǒng)，是整個(gè)系統(tǒng)抗干擾的重點(diǎn)部分。電子節(jié)氣門控制系統(tǒng)信號(hào)輸入部分包含兩路模擬量輸入，油門踏板角位移信號(hào)和節(jié)氣門角位移信號(hào)。兩路傳感器信號(hào)均為電壓信號(hào)，其范圍為 05V，而數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片 AD7705 輸入模擬電壓范圍為 0 V，故設(shè)計(jì)分壓電路對(duì)傳感器信號(hào)進(jìn)行分壓。 且由于車輛的工作環(huán)境比較惡劣，輸入的模擬信號(hào)存在干擾，故需對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行濾波。油門踏板位置信號(hào)調(diào)理電路與節(jié)氣門位置信號(hào)調(diào)理電路原理相同，如圖 43 所示。圖 43 油門踏板與節(jié)氣門位置信號(hào)調(diào)理電路（l）傳感器信號(hào)分壓電路的設(shè)計(jì)一般分壓電路如圖 44 所示，為了減小對(duì)傳感器電源的影響，通常 R2, R3 的值較大。設(shè)位置傳感器電阻總的長(zhǎng)度為 s，電阻為 R，任一時(shí)刻分壓電阻為 Rx，長(zhǎng)度為 x}負(fù)載電阻為 RL，則有 Rx=R x對(duì) s。當(dāng)傳感器工作電壓為 U 時(shí)，其輸出電壓為: 公式 (41)?????????LXLXLxlx RRu ???????///SXS1由上式可知，當(dāng)傳感器接上負(fù)載后，其輸出電壓 Ux 與位移 x 呈非線性關(guān)系，只有當(dāng) RL 趨近于無窮時(shí)，其輸出電壓才與位移成正比。為消除非線性誤差的影響，在實(shí)際使用時(shí)，應(yīng)使 RL 遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于20R，經(jīng)測(cè)量位置傳感器總電阻為 R=650 歐姆，故分壓電路電阻選擇 200 千歐。由分壓電路向后傳遞電壓信號(hào)時(shí)，由于 A/D 的輸入阻抗 Ri 的值并非無窮大，所以實(shí)際輸入到A/D 轉(zhuǎn)換器的電壓為: 公式 (42)??323/RUXi ???其中，R3為 R3 與 A/D 內(nèi)阻并聯(lián)電阻值，若 A/D 的輸入阻抗和 R3 接近，將給測(cè)量帶來較大誤差，故在分壓電阻與 A/D 之間加了一個(gè)由運(yùn)算放大器 LM324 組成的射極跟隨器，由于射極跟隨器的輸入阻抗近似無窮，對(duì) R3 影響不大，可有效解決問題。（2）模擬信號(hào)濾波的設(shè)計(jì)電子節(jié)氣門控制系統(tǒng)在工作時(shí)對(duì)測(cè)試數(shù)據(jù)的精度要求很高，而模擬信號(hào)的抗干擾性差，在車輛惡劣的使用環(huán)境中經(jīng)過較長(zhǎng)的數(shù)據(jù)線傳輸很容易混入各種干擾信號(hào)，尤其是一些高頻干擾信號(hào)，因此A/D 轉(zhuǎn)換器在對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行處理之前和單片機(jī)處理 A/D 轉(zhuǎn)換結(jié)果時(shí)，必須進(jìn)行濾波處理。本課題采用硬件濾波和軟件濾波相結(jié)合的方一法。模擬信號(hào)硬件濾波設(shè)計(jì):硬件濾波采用電容濾波，在分壓電路與射極跟隨器之間并聯(lián)一個(gè) uf 的小電容。由于電容對(duì)高頻信號(hào)來說相當(dāng)于開路，當(dāng)系統(tǒng)存在高頻干擾信號(hào)時(shí)，高頻干擾信號(hào)通過電容電路連接到地，信號(hào)采集電路只允許低頻和連續(xù)電壓信號(hào)通過。經(jīng)過電容濾波電路，基本可以濾除系統(tǒng)中的高頻干擾。模擬信號(hào)軟件濾波設(shè)計(jì):軟件濾波設(shè)計(jì)主要是在應(yīng)用程序中采用去極值求平均值的方法，即每次取N 個(gè) A/D 值，去除其中的最大值和最小值而取剩余的 N2 個(gè) A/D 轉(zhuǎn)換值的平均值，為了計(jì)算方便及減少 A/D 轉(zhuǎn)換等待時(shí)間，一般