【正文】 折衷方案, 有效地克服了傳統(tǒng)CDMA 系統(tǒng)面對無線寬帶數(shù)據(jù)傳輸時由于擴展頻譜而引起的碼間干擾的嚴重問題,其最大優(yōu)點是對抗頻率選擇性衰落。在單載波窄帶CDMA 系統(tǒng)中, 單個衰落或者干擾能夠?qū)е抡麄€通信鏈路失敗, 但是在M cW iLL系統(tǒng)中, 由于使用了多載波, 因此只有很小一部分載波會受到干擾。系統(tǒng)會自動在10 個子載波中選擇信號效果最好的4個子載波或者2個子載波進行信號傳輸, 實現(xiàn)頻譜的最佳利用?！　? 結(jié)束語　　應(yīng)急通信系統(tǒng)強調(diào)的是應(yīng)急狀態(tài)下的通信,快捷的無線語音通信保證指揮命令的迅速傳達, 實時的視頻通信是指揮者正確判斷的必備工具, 二者缺一不可。而應(yīng)急狀態(tài)通常是場景不固定, 因此更加強調(diào)移動性。未來的應(yīng)急通信技術(shù)將朝著語音、數(shù)據(jù)、圖像融合。 專網(wǎng)、共網(wǎng)、公網(wǎng)共存。 寬帶、快速、安全、可靠、普遍軟件無線電、IP、OFDM 等新技術(shù)方向發(fā)展?？梢灶A(yù)見, OFDM 技術(shù)在未來的應(yīng)急通信系統(tǒng)中將得到廣泛應(yīng)用, 而未來的應(yīng)急通信系統(tǒng)也將朝著更實時、更流暢的語音和視頻方向發(fā)展。一種新的MIMOOFDM同步技術(shù)研究： 發(fā)布時間： 2007/06/08 | 836 次閱讀 | 0次推薦 | 0條留言MIMO技術(shù)近年來得到了很多學(xué)者和研究機構(gòu)的重視，但是它要求信道平衰落的前提條件限制了它在寬帶無線通信中的應(yīng)用，為了避免符號間干擾，通常需要在接收端加信道均衡器。由于有很多根收發(fā)天線，這種均衡器是非常復(fù)雜的。另一種解決方法是將OFDM技術(shù)與MIMO技術(shù)結(jié)合起來，利用OFDM技術(shù)對多徑的對抗能力[1]，去除符號間干擾，實現(xiàn)寬帶高速無線通信。但MIMOOFDM系統(tǒng)對同步誤差很敏感：在多徑環(huán)境下， MIMOOFDM系統(tǒng)對時間同步的要求很高；頻率同步方面，由于MIMOOFDM系統(tǒng)可以視為N個并行的MIMO子系統(tǒng)，因此頻偏所引入的ICI會惡化每個子載波的信噪比，從而惡化整個MIMOOFDM通信系統(tǒng)的傳輸性能。 　　對MIMOOFDM[2]系統(tǒng)來說，時間同步方面，接收端需要對各個天線上的信號分別進行延時估計和調(diào)整。頻率同步方面，接收端需要對各個天線上的信號分別進行頻率偏移估計和補償。傳統(tǒng)的MIMOOFDM同步算法，未能完全解決這種情況下的同步問題。這種新的適用于 MIMOOFDM系統(tǒng)的時間頻率同步算法考慮了各發(fā)射天線到達時延各不相同的情況，因此具有更廣泛意義，可適用于分布式M IMO系統(tǒng)。 　　MIMOOFDM技術(shù)概述　　對MIMOOFDM技術(shù)來說，其核心部分是OFDM技術(shù)和MIMO技術(shù)。OFDM通過將頻率選擇性多徑衰落信道在頻域內(nèi)轉(zhuǎn)換為平坦信道[3]，從而減少了多徑衰落的影響。而MIMO技術(shù)能夠在空間中產(chǎn)生獨立的并行信道同時傳輸多路數(shù)據(jù)流，這樣就有效地增加了系統(tǒng)的傳輸速率。這樣，OFDM和MIMO兩種技術(shù)的結(jié)合，就能達到兩種效果：一種是系統(tǒng)具備很高的傳輸速率，另一種是通過分集達到很強的可靠性?！　IMOOFDM同步技術(shù)研究現(xiàn)狀　　在MIMO系統(tǒng)中，由于發(fā)射天線的增加導(dǎo)致發(fā)射信號不但要受到與傳統(tǒng)單天線系統(tǒng)中相同的各種干擾的影響，而且還存在天線間干擾。因此MIMO OFDM系統(tǒng)中的同步問題比單天線系統(tǒng)中要困難得多，許多用于單天線系統(tǒng)的同步方法不能直接應(yīng)用于MIMOOFDM系統(tǒng)。目前對MIMOOFDM系統(tǒng)同步的研究還剛剛開始，公開發(fā)表的文獻還不多，其中既有研究集中式MIMO的，也有研究分布式MIMO的，但研究集中式MIMO的居多，而且在分布式 MIMO中大都是研究頻率同步的，沒有研究時間同步，都假設(shè)時間同步已經(jīng)完成，而且各天線對之間的時延均相同。　　新的MIMOOFDM同步算法　　　系統(tǒng)設(shè)計　　算法框圖如圖1所示。圖1　MIMOOFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖　　假設(shè)一個MIMOOFDM系統(tǒng)有N個子載波，M個發(fā)射天線，P個接收天線，定義第m個發(fā)射天線上的OFDM調(diào)制信號為：　　　　假設(shè)頻偏為ε，則第p個接收天線接收到的信號為：　　　　這里△表示多徑信道的徑數(shù)，hlmp表示第mp個MIMO子信道中第l徑的衰落系數(shù)。Sl表示MIMO子信道中第l徑的時延。dm表示接收天線收到各路發(fā)射天線信號的相對時延。這里定義第一路發(fā)射天線的相對時延是零。Np(t)是第p路接收天線上的加性噪聲，設(shè)　　Dp=max{d1,d2,…,dm}?！　∵@種新的時間同步算法適用于各路天線到達時延不同的情況。傳統(tǒng)的MIMOOFDM[4]系統(tǒng)同步算法并不能解決當各路天線到達時延不同時的同步問題。針對這種情況，我們提出了新的導(dǎo)引符號配置方法：第一，頻域各天線的訓(xùn)練序列分開放置，用來區(qū)分不同時延，可以進行時間精同步；第二，在接收端時域，這些分開放置的訓(xùn)練序列又具有相同的兩個半段，可以用來做時間粗同步和頻率粗同步。　　在發(fā)射端的頻域，如果訓(xùn)練序列的齊位插入偽隨機序列，偶位插入零，那么經(jīng)過IFFT之后就可以得到前后兩個相同的半段序列。于是我們的訓(xùn)練序列的插入方法如下，該方法可以保證M條發(fā)射天線上的訓(xùn)練序列經(jīng)過IFFT之后，都可以得到兩個相同的半段序列。因此即使當各個發(fā)射天線到達接收天線的時延不同時，接收天線依然可以得到兩段相同的序列。　　定義每個天線發(fā)射的訓(xùn)練序列為Tm(i)，其中插入的偽隨機序列為Cm(k)，長度為Q，這里總的子載波數(shù)N和發(fā)射天線數(shù)M間必須滿足：N=2MQ，第m個發(fā)射天線插入練序列的方式為　　　　上式中i=0,1,….,N1。圖2　訓(xùn)練序列插入方式　　如圖2所示，這樣插入就保證了每路發(fā)射天線的訓(xùn)練序列都是在偶位全為零，奇位則為偽隨機序列和零，可以保證在IFFT之后，每路天線的導(dǎo)引在時域都對稱，這樣在時延不同的情況下疊加，都可以得到兩個相同的半段序列?！　≡O(shè)tm(i)是對應(yīng)的Tm(i)經(jīng)過IFFT之后的結(jié)果：　　　如圖3所示，假設(shè)ai，bi，ci分別是t1(i)，t2(i)，t3(i)的序列。d2，d3分別是t2(i)，t3(i)序列相對于t1(i)的延遲。當d3為最大延遲時，按照圖中的方式疊加后，兩個半段序列1和2是完全相同的。 圖3　時域上各路有延遲的序列疊加　　　時間同步　　　粗同步　　首先在接收端建立一個長度為N的滑動窗，按照我們提出的訓(xùn)練序列插入方式，當處于正確的時間點時，在滑動窗中的訓(xùn)練序列就是兩個相同的前后部分?！　】紤]到M路天線相對延遲不同，所以前后兩個半段有Dp長度部分不同。于是我們可以定義時間粗同步公式為：　　　　上面的計算，因為除掉了上面提到的小部分的不同，所以在訓(xùn)練序列正好對齊的時候就可以得到一個歸一化的峰值。　　然后設(shè)置一個硬判門限和搜索長度L，將從M(d)超過門限的滑動窗中的那段序列開始，連續(xù)將L個長度為N的序列送入后續(xù)的精同步部分處理，并且記錄超過門限的時間點為。設(shè)這段序列為gi(t)，i=0,1,…,L1，t=0,1,….,N1。　　　精同步　　得到了L個長度為N的序列，將他們分別進行FFT運算：　　　　上式中，i=0,1,…,L1，k=0,1,….,N1。　　然后將Gi(k)按照先前插訓(xùn)練序列的方式，將其中的偽隨機序列抽取出來，和本地序列進行相關(guān)相乘，就可以得到第m路發(fā)射天線信號的時間精同步點了：　　　　上式中，m=1,2,….,M。　　因為有m個發(fā)射天線，因此公式(9)要進行m次運算，確定每個發(fā)射天線到第p個接收天線的時間精同步點?！　∷?，得到第m路發(fā)射天線信號到達第p路接收天線的時間同步點：　　　　　頻率同步　　在時間同步后實現(xiàn)頻率同步。這里我們?nèi)匀豢梢岳迷跁r域得到的兩個相同的半段訓(xùn)練來進行頻率偏移估計，與時間粗同步一樣，也要除去兩個半段序列中τ長度部分的序列，假定各路發(fā)射天線的時間同步點中，的相對延遲為零。于是得到頻偏估計：　　　　　數(shù)據(jù)與仿真結(jié)果　　設(shè)MIMO系統(tǒng)為四發(fā)四收和兩發(fā)兩收結(jié)構(gòu)，子載波數(shù)為N=2048，帶寬是20 MHz，信道是COST207六徑rayleigh信道，各徑時延以40個采樣點遞增，功率以6 dB遞減，速率為70 km/h。四個發(fā)射天線到達接收天線的時延分別為0，5，10，15個采樣點，因此我們令τ為20個采樣點，來進行時間和頻率同步。，時間精同步搜索長度L=由于進行時間粗同步時，得到的峰值會受到噪聲的影響，因此硬判值在不同信噪比條件下并不相同，一般來說，是隨信噪比的升高呈遞增趨勢。仿真數(shù)據(jù)長度是10萬幀。　　如圖4所示。在信噪比較低的情況下，兩種情況下時間同步的錯誤率比較高，并且隨著信噪比的升高而逐漸降低，在10 dB的時候錯誤率降低幅度很大。在12，14 dB的時候錯誤率幾乎為零。說明新算法在各路發(fā)射天線時延不同情況下，仍然可以得到良好的時間同步性能。圖4　新算法的時間同步性能曲線　　如圖5所示。兩種情況下頻率同步的MSE值隨著信噪比的升高而逐漸降低，四發(fā)四收和兩發(fā)兩收情況得到的MSE值很接近，說明頻率同步算法可以得到和Schmidl算法同樣的頻率同步性能。圖5　新算法的頻率同步性能曲線　　通過以上仿真可以看到，該算法在多徑環(huán)境下可以得到良好的同步性能。　　結(jié)束語 　　目前，世界各國和各大電信廠商都已經(jīng)展開了新一代移動通信系統(tǒng)的研究，而且由于MIMOOFDM[5]在提高無線鏈路的傳輸速率和可靠性的巨大潛力，使得這兩種技術(shù)的結(jié)合有望成為過渡到4G的潛在技術(shù)。因此MIMOOFDM已經(jīng)成為目前4G研究的熱點。本文提出的新的 MIMOOFDM同步方法設(shè)置了新的導(dǎo)引符號配置方法，可以在接收端時域得到相同的兩個半段序列，進行時間粗同步和頻率同步，頻域再根據(jù)導(dǎo)引插入規(guī)則進行時間精同步。仿真結(jié)果表明，該方法能實現(xiàn)對多個發(fā)射天線時間延遲估計，可適用于分布式MIMO系統(tǒng)?！　⒖嘉墨I　　1　佟學(xué)儉，　　2　MIMO+.　　3　Timothy M. Schmidl and DONald C. Cox. Robust Frequency and Timing Synchronization for Trans. on Commun., , ,1997.　　4　Fredrik Tufvesson, Mike Faulkner an Ove and frequency synchronization for OFDM using PNsequence preambles[C].Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference, Amsterdam, The Netherlands,1999:22032207 　　5　Mody,.。Stuber, for MIMO OFDM systems. Global Telemunications Conference, 　‘,Volume:1,2529 Pages:509513 31 /