【正文】 電路會在輸出 Vout接近 0V 時，迅速關斷芯片并將輸出電流限制在一個很低的水平上。另外，為得到良好的瞬態(tài)響應，一般 LDO 都要在片外接一個比較大的負載電容 CL。 LDO 基本的頻率補償方法 圖 211 基本 LDO 的小信號模型 為了分析圖 210 所示 LDO 的穩(wěn)定性，可以使用經典小信號模型。從圖的小信號模型可以得到，該 LDO 的環(huán)路增益為 ????1102()FmLESRLgrsCRTssr?????????? () 其中 gm1和 r01分別為誤差放大器的跨導和輸出阻抗，C 1為誤差放大器輸出處的寄生電容，C 1約等于調整功率管的柵極電容 Cg，g mL為調整功率管的跨導，r 02為調整功率管自身的溝道阻抗，R L為 Vout處的總電阻，r l≈R L。從式可看出，這個系統(tǒng)中的主要極點有 0LLPrRC?? （） 10101g （）而零點 ESRSLZC?? ()21 / 47則是由負載電容和其等效串聯(lián)電阻 RESR 形成。 由于 LDO 得具有一定的負載電流能力，最大輸出電流一般至少為幾百毫安，所以 LDO 的調整功率管尺寸通常比較大，這也導致了調整功率管的柵極電容 Cg 較大，而誤差放大器因為要具有較高增益以保證整個 LDO 的調整精度，其輸出阻抗 r01 也比較大，因此 p1 將會是一個低頻極點。另外，由于負載電容 CL，在 LDO 輸出處的極點 p2 將不可避免處于低頻位置。因此，如圖 41 的 LDO 中，會具有兩個頻率比較低的極點。圖 212 為基本 LDO 的環(huán)路增益波特圖。在單位增益帶寬內有兩個極點將很難使系統(tǒng)達到穩(wěn)定。而且相對來說，p1 的位置較為固定，而 P0 的位置則會隨著負載電阻 RL的變化而變化，是一個移動的極點。由于這些原因，穩(wěn)定性一直是 LDO 設計的最大難點。本節(jié)將對這一問題作深入的探討和研究。圖 212 基本 LDO 的環(huán)路增益波特圖一．經典 ESR 零點補償法 圖 213 使用經典 ESR 零點補償?shù)?LDO 經典的 ESR 零點補償法如圖 213 所示。將圖中的誤差放大器分為 A，B 兩級，其中 A 為增益級，B 為增益約為 1 的緩沖級。緩沖級 B 的作用是減小增益級輸出處22 / 47的寄生電容和調整管柵極處的輸出阻抗，將原來處于低頻的極點 pi 分裂成兩個頻率較高的極點 pA和 pB。同時，負載電容和其等效串聯(lián)電阻形成的 ESR 零點被用來抵消pA , pB為單位增益帶寬外的次極點，這樣就能在單位增益帶寬處得到高于 45。 的相位裕度。因此在使用經典 ESR 補償?shù)?LDO 中，主要含有三個極點和一個零點，零點 ZESR的表達式仍舊如式，極點可分別表示為 1APrC?? () 2Bg () 0LPR?? ()其中 r1,Cl 分別為增益級 A 輸出處的阻抗和電容，r2 為緩沖級 B 的輸出阻抗。這個系統(tǒng)以 LDO 輸出處的極點 Po 作為主極點。由 p0 隨負載電阻 RL 移動，這導致了整個環(huán)路的帶寬也是隨負載變化的；其次，輸出電容的 ESR 容易受電容類型和電容大小的影響，使得零點與極點的抵消失效，所以穩(wěn)定性變差。并且，為了能夠讓 ESR 零點有效抵消片內極點，有時會特地加上一個電阻 Radd與輸出電容 CL串聯(lián)，但這會嚴重影響瞬態(tài)響應的性能 [11]。因此這種補償方法不適合負載電流變化范圍大的 LDO。二．誤差放大器零點補償法 圖 214 使用誤差放大器零點補償法的 LDO 如圖 214 所示，這種補償方法的核心思想是，在增益級 A 的輸出處加入一串聯(lián)的 RC 網絡，形成一個頻率較低的零點 z0，以抵消輸出處的極點 p0。同時，在增益級 A 的輸出處會形成一個低頻極點 pd和一個高頻極點 p2 。z 0，p d和 p2可分別表示為23 / 47 01ZCR?? () 11()d cPr??? () 12 1ZCCzrRR?? () 其中 CcCl,r1Rz。 而在緩沖級 B 的輸出處，仍舊會存在一個如式的次極 PB。為了有利于穩(wěn)定性，一般 RC 串聯(lián)網絡中的電阻 Rz 取值較小，而 Cc 取值較大，因此極點 Pz 可以做到遠大于單位增益帶寬，對穩(wěn)定性的影響可忽略不計。這個系統(tǒng)以相對固定的 pd 作為主極點，并將對相位裕度有影響的次極點 PB 做到單位增益帶寬之外。串聯(lián) RC 網絡形成的零點 z0可以做成追隨輸出極點 P0的動態(tài)零點，以達到很好地抵消 P0的目的。在這種頻率補償方法中沒有用到 ESR 零點，因此系統(tǒng)的穩(wěn)定性受電容類型、溫度等外部因素的影響非常小，環(huán)路帶寬等性能參數(shù)受負載電流的影響也比較小 [14]。三．米勒補償法 圖 215 運用多級米勒補償?shù)?LDO 為了增大環(huán)路增益，提高調整精度，現(xiàn)在許多 LDO 都使用兩級運放作為誤差放大器。多級米勒頻率補償及其改進型廣泛的運用于 LDO 的設計當中。圖 215 是使用多級米勒頻率補償?shù)?LDO。 為了穩(wěn)定環(huán)路，達到 60。 的相位裕度，Cm1 和 Cm2 要滿足： 114mLgC?? () 22L ()24 / 47于是，環(huán)路的單位增益帶寬為 14mLgGBWC? () 已有很多文獻證明，按 和 所表示的關系式選擇補償電容 Cm1和 Cm2，能保證環(huán)路有足夠的相位裕度。雖然這種頻率補償方法能夠實現(xiàn)環(huán)路穩(wěn)定，電路結構也很簡單，但它并不適合使用在負載電流范圍很寬的 LDO 中，這是因為第一，g mL隨負載電流變化而由式可知，g mL決定了環(huán)路帶寬 GBW，所以 GBW 會隨著負載電流的變化而變化使系統(tǒng)性能不易優(yōu)化；第二，為滿足式 3 和 4，補償電容 Cm1和 Cm2的取值很可能會很大，這會造成芯片面積大，成本高。近年來，出現(xiàn)了一些專門針對LDO 的、基于多級米勒補償?shù)母倪M型頻率補償法，如阻尼系數(shù)控制頻率補償 [14](Damping Factor Control Frequency Compensation, DFCFC)、單個米勒電容前饋頻率補償 [14](Single Miller capacitor Feedforward Frequency Compensation, SMFFC)等。這些補償方法也各自有其優(yōu)缺點。 LDO 的壓差 LDO 的壓差(dropout voltage)定義為，輸入電壓減小到使電路停止調制時的輸入輸出電壓差。圖 216 顯示了 LDO 的典型輸入輸出電壓曲線。在截止區(qū)，由于輸入電壓不夠高，LDO 電路還未啟動，因此輸出電壓為 0。在 dropout 區(qū)間，調整功率管工作在三角區(qū)，因此在這個區(qū)間，輸出電壓隨輸入電壓一同增大，表現(xiàn)出跟隨特性。在 LDO 的調制區(qū)間(regulation region)，輸出電壓不隨輸入電壓變化，表現(xiàn)出穩(wěn)壓特性。 圖 216 典型 LDO 輸入輸出電壓曲線 LDO 的壓差即為 dropout 區(qū)間和調制區(qū)間臨界點處，輸入輸出的電壓差 Vin Vout。由于在 dropout 區(qū)間，調整功率管可以等效為電阻 Ron，因此 LDO 的壓差也可表示為 droput=InoutR? （）25 / 47 值得說明的是，LDO 的壓差是一個與輸出電流 Iout有關的參數(shù)。在不同的輸出電流下調制臨界點處的 Vin也都不一樣，因此在提到 LDO 的壓差時，必須同時說明對應的輸出電流。 瞬態(tài)響應在負載電流跳變時，輸出電壓 Vout上的最大變化可以表示為： ,maxout ESRLIVtIC???? ()其中?I 是負載電流的跳變量，? t 為 LDO 環(huán)路的響應時間，由 LDO 的閉環(huán)帶寬決定。 在負載電流跳變后的?t 時間內，由于環(huán)路來不及響應，因此會有 ?I 的電流注入負載電容。若負載電流是正跳變，?V out, max將是一負值，也就是說，會在 Vout上形成一個下沖電壓；若負載電流是負跳變，?V out, max將是一正值，在 Vout上會形成一個過沖電壓。V out上的最大變化?V out, max為電容 CL充放電造成的電壓改變量與 ESR電阻上的電壓改變量之和。要減小?V out,max，即要增大 LDO 的帶寬，使用更大的負載電容以及更小的 ESR 電阻。 與負載瞬態(tài)響應類似，假設由輸入電壓跳變引起的調整功率管電流變化量為?Iin，那么輸出電壓 Vout，上的最大變化，即為環(huán)路響應前，? Iin在負載電容及其ESR 電阻上形成的電壓改變量之和。 瞬態(tài)響應時的恢復時間不僅和輸出電壓 Vout上的最大變化有關，還受環(huán)路帶寬和擺率(Slew Rate, SR)的影響。而環(huán)路帶寬和 SR 均隨靜態(tài)電流的減小而減小，因此瞬態(tài)響應速度和靜態(tài)電流是一對矛盾 [14]。 負載調整率 負載調整率(load regulation)反應了負載電流對輸出電壓準確度的影響，它定義為輸出電流于額定范圍內變化時，輸出電壓的變化率。負載調整率反應的是 LDO的直流特性。 假設負載電流增大了?I，那么有 outGmLdsVgr????? （） ?VG為調整管柵極上的電壓增量，r ds為調整管的溝道電阻。另一方面， ?VG又可以表示為 0outMLTgR???? () 其中 T0 為 LDO 的環(huán)路直流增益。把式以及 RL=Vout/Iout 代入得26 / 47 0outtVIT??? （）由式可以看出，增大 LDO 的環(huán)路增益可以減小其負載調整率。 線性調整率 線性調整率(line regulation)反應了輸入電壓對輸出電壓準確度的影響，它定義為輸入電壓于額定范圍內變化時，輸出電壓的變化率。 分析線性調整率時，LDO 輸出級的小信號模型可以畫為如圖 217 所示的形式。由于線性調整率反應的也是直流特性，因此在圖的模型中省略了電容。圖 217 線性調整時 LDO 輸出級的小信號模型由圖 217 可得 ??inoutoutingml LdsVVRr???????????? （）將式以及 RL=Vout/Iout代入，可以得到 0outinoutTI? （）在忽略基準電壓 Vref受到 Vin影響情況下，式 即為線性調整率表達式。因此同樣的，增大環(huán)路增益可以減小其線性調整率。 小結以上所提到的三類穩(wěn)壓器 IC 都有一些共同的特點，例如穩(wěn)定性高、轉換效率高、輸出電壓精度高等，本文在第一章緒論部分已經做了詳細地論述，在這里不再贅述。27 / 47表 11 LDO 線性穩(wěn)壓器、DCDC 轉換器和電荷泵電源的性能比較LDO 線性穩(wěn)壓器、DCDC 轉換器和電荷泵電源的性能對比于表 11 中列出。為便攜式電子設備選擇穩(wěn)壓器 IC 時要考慮多方面的因素。電荷泵電壓變換器結構簡單，LDO 線性穩(wěn)壓器 電荷泵電源 DCDC 轉換器功能 降壓 反相或倍乘 升壓、降壓或 反相效率低到中，在 VinVout相差很小的情況下效率較高高，但在很輕的負載下由于開關功耗和靜態(tài)功耗大而效率低高，但在很輕的負載下由于開關功耗和靜態(tài)功耗大而效率