【正文】 兩個頻率比較低的極點。由于這些原因，穩(wěn)定性一直是 LDO 設(shè)計的最大難點。緩沖級 B 的作用是減小增益級輸出處22 / 47的寄生電容和調(diào)整管柵極處的輸出阻抗，將原來處于低頻的極點 pi 分裂成兩個頻率較高的極點 pA和 pB。這個系統(tǒng)以 LDO 輸出處的極點 Po 作為主極點。二．誤差放大器零點補(bǔ)償法 圖 214 使用誤差放大器零點補(bǔ)償法的 LDO 如圖 214 所示，這種補(bǔ)償方法的核心思想是，在增益級 A 的輸出處加入一串聯(lián)的 RC 網(wǎng)絡(luò)，形成一個頻率較低的零點 z0，以抵消輸出處的極點 p0。為了有利于穩(wěn)定性，一般 RC 串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)中的電阻 Rz 取值較小，而 Cc 取值較大，因此極點 Pz 可以做到遠(yuǎn)大于單位增益帶寬，對穩(wěn)定性的影響可忽略不計。三．米勒補(bǔ)償法 圖 215 運用多級米勒補(bǔ)償?shù)?LDO 為了增大環(huán)路增益，提高調(diào)整精度，現(xiàn)在許多 LDO 都使用兩級運放作為誤差放大器。 的相位裕度，Cm1 和 Cm2 要滿足： 114mLgC?? () 22L ()24 / 47于是，環(huán)路的單位增益帶寬為 14mLgGBWC? () 已有很多文獻(xiàn)證明，按 和 所表示的關(guān)系式選擇補(bǔ)償電容 Cm1和 Cm2，能保證環(huán)路有足夠的相位裕度。 LDO 的壓差 LDO 的壓差(dropout voltage)定義為，輸入電壓減小到使電路停止調(diào)制時的輸入輸出電壓差。在 LDO 的調(diào)制區(qū)間(regulation region)，輸出電壓不隨輸入電壓變化，表現(xiàn)出穩(wěn)壓特性。 瞬態(tài)響應(yīng)在負(fù)載電流跳變時，輸出電壓 Vout上的最大變化可以表示為： ,maxout ESRLIVtIC???? ()其中?I 是負(fù)載電流的跳變量，? t 為 LDO 環(huán)路的響應(yīng)時間，由 LDO 的閉環(huán)帶寬決定。要減小?V out,max，即要增大 LDO 的帶寬，使用更大的負(fù)載電容以及更小的 ESR 電阻。 負(fù)載調(diào)整率 負(fù)載調(diào)整率(load regulation)反應(yīng)了負(fù)載電流對輸出電壓準(zhǔn)確度的影響，它定義為輸出電流于額定范圍內(nèi)變化時，輸出電壓的變化率。把式以及 RL=Vout/Iout 代入得26 / 47 0outtVIT??? （）由式可以看出，增大 LDO 的環(huán)路增益可以減小其負(fù)載調(diào)整率。圖 217 線性調(diào)整時 LDO 輸出級的小信號模型由圖 217 可得 ??inoutoutingml LdsVVRr???????????? （）將式以及 RL=Vout/Iout代入，可以得到 0outinoutTI? （）在忽略基準(zhǔn)電壓 Vref受到 Vin影響情況下，式 即為線性調(diào)整率表達(dá)式。為便攜式電子設(shè)備選擇穩(wěn)壓器 IC 時要考慮多方面的因素。 小結(jié)以上所提到的三類穩(wěn)壓器 IC 都有一些共同的特點，例如穩(wěn)定性高、轉(zhuǎn)換效率高、輸出電壓精度高等，本文在第一章緒論部分已經(jīng)做了詳細(xì)地論述，在這里不再贅述。 分析線性調(diào)整率時，LDO 輸出級的小信號模型可以畫為如圖 217 所示的形式。 假設(shè)負(fù)載電流增大了?I，那么有 outGmLdsVgr????? （） ?VG為調(diào)整管柵極上的電壓增量，r ds為調(diào)整管的溝道電阻。 瞬態(tài)響應(yīng)時的恢復(fù)時間不僅和輸出電壓 Vout上的最大變化有關(guān)，還受環(huán)路帶寬和擺率(Slew Rate, SR)的影響。若負(fù)載電流是正跳變，?V out, max將是一負(fù)值，也就是說，會在 Vout上形成一個下沖電壓；若負(fù)載電流是負(fù)跳變，?V out, max將是一正值，在 Vout上會形成一個過沖電壓。由于在 dropout 區(qū)間，調(diào)整功率管可以等效為電阻 Ron，因此 LDO 的壓差也可表示為 droput=InoutR? （）25 / 47 值得說明的是，LDO 的壓差是一個與輸出電流 Iout有關(guān)的參數(shù)。在截止區(qū)，由于輸入電壓不夠高，LDO 電路還未啟動，因此輸出電壓為 0。近年來，出現(xiàn)了一些專門針對LDO 的、基于多級米勒補(bǔ)償?shù)母倪M(jìn)型頻率補(bǔ)償法，如阻尼系數(shù)控制頻率補(bǔ)償 [14](Damping Factor Control Frequency Compensation, DFCFC)、單個米勒電容前饋頻率補(bǔ)償 [14](Single Miller capacitor Feedforward Frequency Compensation, SMFFC)等。圖 215 是使用多級米勒頻率補(bǔ)償?shù)?LDO。串聯(lián) RC 網(wǎng)絡(luò)形成的零點 z0可以做成追隨輸出極點 P0的動態(tài)零點，以達(dá)到很好地抵消 P0的目的。z 0，p d和 p2可分別表示為23 / 47 01ZCR?? () 11()d cPr??? () 12 1ZCCzrRR?? () 其中 CcCl,r1Rz。并且，為了能夠讓 ESR 零點有效抵消片內(nèi)極點，有時會特地加上一個電阻 Radd與輸出電容 CL串聯(lián)，但這會嚴(yán)重影響瞬態(tài)響應(yīng)的性能 [11]。 的相位裕度。圖 212 基本 LDO 的環(huán)路增益波特圖一．經(jīng)典 ESR 零點補(bǔ)償法 圖 213 使用經(jīng)典 ESR 零點補(bǔ)償?shù)?LDO 經(jīng)典的 ESR 零點補(bǔ)償法如圖 213 所示。在單位增益帶寬內(nèi)有兩個極點將很難使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定。 由于 LDO 得具有一定的負(fù)載電流能力，最大輸出電流一般至少為幾百毫安，所以 LDO 的調(diào)整功率管尺寸通常比較大，這也導(dǎo)致了調(diào)整功率管的柵極電容 Cg 較大，而誤差放大器因為要具有較高增益以保證整個 LDO 的調(diào)整精度，其輸出阻抗 r01 也比較大，因此 p1 將會是一個低頻極點。另外，為得到良好的瞬態(tài)響應(yīng)，一般 LDO 都要在片外接一個比較大的負(fù)載電容 CL。深入研究電源管理技術(shù)的發(fā)展趨勢，使我們認(rèn)識到 LDO 線性穩(wěn)壓器是實現(xiàn)便攜式產(chǎn)品對高性能電源管理要求的極具競爭力的解決方案 [1]。在射頻、音頻、ADC 轉(zhuǎn)換等應(yīng)用系統(tǒng)中，PSRR（電源紋波抑制比）是一個很重要的參數(shù)，其體現(xiàn)了 LDO 的抗噪能力，PSRR 值越高 LDO 輸出紋波越低。在以電池作為電源的系統(tǒng)中，應(yīng)當(dāng)選擇壓差盡量低的 LDO，這樣可以使電池更長時間為系統(tǒng)供電，比如 NCP600，NCP629 等等。在 LDO 運算放大器模塊、性能調(diào)整模塊和電阻的反饋模塊分析的基礎(chǔ)上,本文運用多元線性補(bǔ)償、內(nèi)部它有一個廣泛的應(yīng)用前景，特別是在便攜式電子領(lǐng)域。其次，對于中小功率的應(yīng)用，可以使用成本低小型封裝。針對這種情況，才有了 LDO 類的電源轉(zhuǎn)換芯片。 六． 功率損耗分析功率損耗的來源是開關(guān)導(dǎo)通電阻引起的功耗和系統(tǒng)控制電路及動態(tài)電流引起的功耗。轉(zhuǎn)換效率記作 θ，表示為輸出功率 Pout與輸入功率 Pin的比值，即 outinP?? （）θ 與功率損耗的關(guān)系為 1()losinoutt??? （）18 / 47從上述兩式可看出，θ 越大，則功率利用越有效，系統(tǒng)功耗越小。V R的大小與電容大小，充放電電荷數(shù)有關(guān)，可通過 VOUT下降值進(jìn)行推導(dǎo)。17 / 47仍以 節(jié)中的 X2 增益電荷泵為例為例，其輸出電壓表達(dá)式由上節(jié)推導(dǎo)得出。在實際情況下，電荷泵輸出電壓的大小受到負(fù)載等因素影響。?Von 越大，則損失的功率越大。在相位 1，即充電相位，C1 和 C2 串聯(lián)，從電源 VIN補(bǔ)充電荷。的電荷泵工作狀態(tài)的等效電路圖。當(dāng)增益大于 1時，即 VoutVin，電荷泵工作在升壓模式，稱為 Boost 或 Step up。本節(jié)將重點介紹電荷泵中的一些基本概念：增益比，開關(guān)導(dǎo)通電阻，等效輸出電阻，輸出紋波，轉(zhuǎn)換效率等，這些概念將有助于推導(dǎo)出電荷泵的一些量化關(guān)系，包括輸出電壓的表達(dá)式。圖 26 節(jié)點波形示意圖 在上述示例中，忽略了 C2 為負(fù)載供電時下降的那部分電壓 VR，認(rèn)為輸出電壓穩(wěn)定在 2VIN 左右。C1 的電荷將在 Φ1 階段重新得到補(bǔ)充。C1 負(fù)極板接到電源際，正極板接到 C2 正端。C1 連入電源 Vin和地之間。圖 24 具有 X2 增益的電荷泵工作示意圖 從圖中可見，此電荷泵包括了兩個開關(guān)電容 C1, C2，以及 4 個開關(guān) S1S4。通過電荷泵實現(xiàn)的 DCDC 轉(zhuǎn)換器，被稱作電荷泵轉(zhuǎn)換器或開關(guān)電容轉(zhuǎn)換器 [7]。對采用電池供電的便攜式電子產(chǎn)品來說，采用電荷泵變換器來獲得負(fù)電源或倍壓電源，不僅僅減少電池的數(shù)量、減少產(chǎn)品的體積、重量，并且在少能耗〔延長電池壽命)方面起到極大的作用。它實際上是一個基準(zhǔn)、比較、轉(zhuǎn)換和控制電路組成的系統(tǒng)。電荷泵轉(zhuǎn)換器不使用電感器，因此其輻射 EMI 可以忽略。該器件靜態(tài)電流僅為 40μA，并有關(guān)閉電源控制，外圍元件僅 5 個電容，若采用貼片式電容，整個電源面積小于 平方英寸。該器件用一節(jié)可充電電池或一節(jié)堿性電池就可輸出 穩(wěn)定的電壓。MAX881R、ADP3603～ADP360AIC1840/1841 等都有這種功能。MAX881R 工作頻率 100kHz，輸出電流較小，其外接泵電容僅為 。工作頻率在幾 kHz 到幾十 kHz 時，往往需要外接10μF 的泵電容；新型器件工作頻率已提高到幾百 kHz，個別的甚至到 1MHz，其外接泵電容容量可降到 1～。 3. 擴(kuò)大輸入電壓范圍 ICL7660 電荷泵電路的輸入電壓范圍為 ～10V，為了滿足部分電路對更高負(fù)壓的需要，已開發(fā)出輸入電壓可達(dá) 18V 及 20V 的新產(chǎn)品，即可轉(zhuǎn)換成18 或20V 的負(fù)電壓。ICL7660 的靜態(tài)電流典型值為 170μA，新產(chǎn)品 TCM828 的靜態(tài)電流典型值為 50μA，MAX1673 的靜態(tài)電流典型值僅為 35μA。MAX682 的輸出電流可達(dá) 250mA，并且在器件內(nèi)部增加了穩(wěn)壓電路，即使在 250mA 輸出時，其輸出電壓變化也甚小。這些改進(jìn)型器件功能與 ICL7660相同，性能上有改進(jìn)，管腳排列與 ICL7660 完全相同，可以互換。雖然有一些 DCDC 變換器除可以組成升壓、降壓電路外也可以組成電壓反轉(zhuǎn)電路，但電荷泵電壓反轉(zhuǎn)器僅需外接兩個電容，電路最簡單，12 / 47尺寸小，并且轉(zhuǎn)換效率高、耗電少、所以它獲得了極其廣泛的應(yīng)用。紋波電壓調(diào)制型 PFM 控制的優(yōu)點有 [4]：(1)輸出電壓或其分壓直接作為遲滯比較器的輸入，不經(jīng)過誤差放大器和斜波比較，環(huán)路簡單，沒有調(diào)整延遲；(2)無需設(shè)計補(bǔ)償電路，沒有穩(wěn)定性問題。 PWM 控制均值電流型 PWM 控制與峰值電流型 PWM 的不同之處在于，在 PWM 比較器的前一級，又增加了一個電流誤差放大器 CA。為了實現(xiàn)最優(yōu)化控制，應(yīng)該采用輸出電壓和電感電流雙反饋的控制環(huán)路，這種控制方法，稱為電流型 PWM 控制。電壓型 PWM 控制的缺點有 [4]：(1)對輸入電壓的變化瞬態(tài)響應(yīng)較慢；(2)環(huán)路增益隨輸入電壓變化而變化，使得頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計復(fù)雜度增加；(3)輸出處的 LC 濾波器使反饋環(huán)路中含有頻率較低的雙極點，頻率補(bǔ)償比較麻煩。本小節(jié)中將逐一對這些控制環(huán)路作出介紹。二. PFM 調(diào)制方式 PFM 調(diào)制方式通過改變開關(guān)頻率來改變占空比，因此在輸出電流較小時，能夠通過降低開關(guān)頻率來減少無用功耗所占比例，得到比 PWM 模式高的轉(zhuǎn)換效率。 調(diào)制 PWM 調(diào)制，是通過保持開關(guān)周期不變、管導(dǎo)通占空比的目的。因此，增大 LC，減小工作周期 T，可減小輸出電壓的紋波 [7]。分析電感電流連續(xù)情況下電容 Cout上的電流 Ic，其波形和 IL的一樣，只是在 ILIout時，Ic 大于 0,電容充電；在 ILIout時，Ic 小于 0，電容放電。因此有 0ofonfonuti outtTtVVT????? （） iutoutLnfIL??? （）由式可得輸出電壓 Vout，為 out39。在 0t0時間段內(nèi)，S 1導(dǎo)通，S 2截止，V SW電壓