【正文】 迅速增加幾個數量級，呈開路狀態(tài)，立即將電流切斷 ，起到保護作用。而一旦過流故障被排除掉，器件很快又恢復成低阻態(tài)。正是這種“低阻（通態(tài)）超高阻（斷態(tài)）”的可持續(xù)轉換，才使之能反復使用而無須更換。自恢復保險絲的電阻－，共分5個階段：當溫度較低時，其 發(fā)熱量與散熱量達到動態(tài)平衡（階段1）；即使電流稍大或環(huán)境溫度略微升高，增加的熱量仍可散發(fā)到空氣中（階段2）；但是，若電流進一步增大（階段3），直至發(fā)熱量大于散熱量時（階段4），自恢復保險絲的溫度就會迅速升高，很小的溫度變化量就會造成電阻值急劇增大，阻擋住電流通過，保護設備免受損害；階段5則屬于禁用區(qū)。在過流故障消除后的幾s之內，隨著溫度的降低，電阻值又迅速減小。 電阻溫度特性需要指出，自恢復保險絲也具有正溫度系數（PTC）特性，但與具有正溫度系數特 性的熱敏電阻有著本質區(qū)別。它屬于高分子聚 合物－導體，而PTC元件是由鈦酸鋇與稀土元素燒結而成的陶瓷材料；此外PTC元件在常溫下的電阻值較大，不適合作保險絲使用。(2) 自恢復保險絲的選取表11部分型號自恢復保險絲參數產品型號工作電壓最大值（V）中斷電流最大值（A）功耗（W）MFR166040100MFRX6040MFMSMF66040100MFNSMF63010100已知所設計電路的Uo=24V，Io=，故選用MFNSMF型號的保險絲。 單片開關電源保護電路的設計 輸出過電壓保護電路的設計。這里是用兩只PNP和NPN型晶體管VTVT2，來構成分立式晶閘管（SCR），其三個電極分別為陽極A、陰極K、門極（又稱控制極）G。反饋電壓UFB經穩(wěn)壓管VDZ2和電阻R1分壓后提供門極電壓UG。正常情況下UG較低，SCR關斷。當次級出現(xiàn)過電壓時，Uo↑→UFB↑→UG↑，就觸發(fā)SCR并使之導通，進而使控制端電壓Uc變成低電平，將TOPSwitchII關斷，起到保護作用。穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓與VT2的發(fā)射結電壓之和等于（UZ2+UBE2），當UFB﹥UZ2+UBE2時，就進行過電壓保護[2]。 輸出過電壓保護電路 輸入欠電壓保護電路的設計。 輸入欠電壓保護電路當直流輸入電壓UI低于下限值時，經RR2分壓后使VT的基極對地電壓UB≤，于是VT和VD4均導通，迫使Uc﹤，立即將TOPSWitchII關斷。設VT的發(fā)射結電壓UBE=，VD4導通壓降UF4 =。顯然，當VT和VD4導通時，基極電壓UB=UcUBEUF4==，因此可將UB=。有公式 （）欠電壓值U1=100V，故取R1=1MΩ，再與UB= =。若交流電壓u突然發(fā)生掉電，U1就隨C1的放電而衰減，使Uo降低，一旦Uo降到自動穩(wěn)壓范圍之外，C4開始放電，同樣可將TOPSWitchII關斷[4]。 （） 軟啟動電路的設計： 軟啟動電路增加軟啟動電容Css可消除上電瞬間對電路造成的沖擊，使輸出電壓平滑的升高。本設計采用圖中光耦反饋式軟啟動電路。Css可限制光耦合器中LED導通時的尖峰電流，進而限制占空比。正常工作時Css不起作用，斷電后Css可限制經R2放電。 μF電解電容器[9]。 電壓及電流控制環(huán)電路(1) 電壓控制環(huán)的設計恒壓源的輸出電壓由式（）確定： UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1R1 () 式（）中，UZ2=，UF=(典型值)，需要確定的只是R1上的壓降UR1。令R1上的電流為IR1，VT2的集電極電流為IC2，光耦輸入電流(即LED工作電流)為IF，顯然IR1=IC2=IF，并且它們隨u、IO和光耦的電流傳輸比CTR值而變化。(對應于最大占空比Dmax)～(對應于最小占空比Dmin)，現(xiàn)取中間值IC=。因IC是從光敏三極管的發(fā)射極流入控制端的，故有關系式 IR1=Ic/CTR () 在IC和CTR值確定之后，很容易求出IR1。單片開關電源須采用線性光耦合器，要求CTR=80％～160％，可取中間值120％。將IC=，CTR=120％代入式()得出，IR1=。令R1=39Ω時，UR1=。最后代入式()計算出 UO=UZ2＋UF＋UR1=＋＋ =≈(2) 電流控制環(huán)的設計 電流控制環(huán)由VTVTRR3～RC8和PC817A等構成。下面需最終算出恒定輸出電流IOH的期望值。圖中，R7為VT1的基極偏置電阻，因基極電流很小，而R3上的電流很大，故可認為VT1的發(fā)射結壓降UBEI全部降落在R3上。則 IOH=UBE1/R3 ()利用下面二式可以估算出VTVT2的發(fā)射結壓降： UBE1=(kT/q)In(Ic1/Is) () UBE2=(kTq)In(Ic2/Is) () 式中，k為波爾茲曼常數，T為環(huán)境溫度(用熱力學溫度表示)，q是電子電量。當TA=25℃時，T=298K,kT/q=。ICIC1分別為VTVT2的集電極電流。IS為晶體管的反向飽和電流，對于小功率管，IS=410－14A。 因為前已求出IR1=IF=IC2=，所以UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)=(10 14A)= 又因IE2≈IC2，故UR5=IC2R5=100Ω=，由此推導出UR6=UR5＋UBE2=＋0662=。取R6=220Ω時，IR6=IC1=UR6/R6=。下面就用此值來估算UBE1，進而確定電流檢測電阻R3的阻值： UBE1=(10 14A)= R3=IBE1/IOH=。代入式()可求得 IOH= 考慮到VT1的發(fā)射結電壓UBE1的溫度系數αT≈－21mV/℃，當環(huán)境溫度升高25℃時，IOH值降為I＇OH=UBE1‖αT‖T/R3=(℃)25℃/= 恒流準確度為：γ=(I＇OHIOH/IOH)100%=(）100%=%≈8%與設計指標相吻合。電壓及電流控制環(huán)的單元電路如下圖[12]： 電壓及電流控制環(huán)電路 無損緩沖電路 無損緩沖電路在變換器電路中，主二極管反向恢復時，會對開關管造成很大的電流、電壓應力，引起很大的功耗，極易造成器件的損壞。為了抑制這種反向恢復電流，減少損耗，而提出了一種無損緩沖電路。其主要工作原理是，主開關Q開通時的di/dt應力、關斷時的dv/dt應力分別受LC1所限制，利用LCC2之間相互的諧振及能量轉換，實現(xiàn)對主二極管D反向恢復電流的抑制，使開關損耗、EMI大大減少。不僅如此，由于開通時C1上的能量轉移到C2，關斷時C2和L1上的能量轉移到負載，這種緩沖電路的損耗很低，效率很高[13]。 采用繼電器保護的限流保護電路。 采用繼電器的限流保護電路電路電源接通瞬間，輸入電壓經整流（D1～D4）和限流電阻R1對濾波電容器C1充電，防止接通瞬間的浪涌電流，同時輔助電源Vcc經電阻R2對并接于繼電器K線包的電容器C2充電，當C2上的電壓達到繼電器K的動作電壓時，K動作，電源進入正常運行狀態(tài)[14]。限流的延遲時間取決于時間常數（R2C2），～。 IGBT驅動電路，為了使IGBT穩(wěn)定工作，一般要求雙電源供電方式，即驅動電路要求采用正、負偏壓的兩電源方式，輸入信號經整形器整形后進入放大級，放大級采用有源負載方式以提供足夠的門極電流。為消除可能出現(xiàn)的振蕩現(xiàn)象，IGBT的柵射極間接入了RC網絡組成的阻尼濾波器[16]。此種驅動電路適用于小容量的IGBT。 IGBT驅動電路[21] 電磁干擾濾波器的設計 開關電源電磁干擾的產生機理 開關電源產生的干擾,按噪聲干擾源種類來分,可分為尖峰干擾和諧波干擾兩種。若按耦合通路來分,可分為傳導干擾和輻射干擾兩種。現(xiàn)在按噪聲干擾源來分別說明：(1) 二極管的反向恢復時間引起的干擾 高頻整流回路中的整流二極管正向導通時有較大的正向電流流過,在其受反偏電壓而轉向截止時,由于PN結中有較多的載流子積累,因而在載流子消失之前的一段時間里,電流會反向流動,致使載流子消失的反向恢復電流急劇減少而發(fā)生很大的電流變化(di/dt)。(2) 開關管工作時產生的諧波干擾 功率開關管在導通時流過較大的脈沖電流。例如正激型、推挽型和橋式變換器的輸入電流波形在阻性負載時近似為矩形波,其中含有豐富的高次諧波分量。當采用零電流、零電壓開關時,這種諧波干擾將會很小。另外,功率開關管在截止期間,高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變,也會產生尖峰干擾。(3) 交流輸入回路產生的干擾 無工頻變壓器的開關電源輸入端整流管在反向恢復期間會引起高頻衰減振蕩產生干擾。開關電源產生的尖峰干擾和諧波干擾能量,通過開關電源的輸入輸出線傳播出去而形成的干擾稱之為傳導干擾。而諧波和寄生振蕩的能量,通過輸入輸出線傳播時,都會在空間產生電場和磁場。這種通過電磁輻射產生的干擾稱為輻射干擾。(4) 其他原因元器件的寄生參數，開關電源的原理圖設計不夠完美，印刷線路板（PCB）走線通常采用手工布置，具有很大的隨意性，PCB的近場干擾大，并且印刷板上器件的安裝、放置，以及方位的不合理都會造成EMI干擾[6]。 開關電源EMI的特點作為工作于開關狀態(tài)的能量轉換裝置，開關電源的電壓、電流變化率很高，產生的干擾強度較大；干擾源主要集中在功率開關期間以及與之相連的散熱器和高平變壓器，相對于數字電路干擾源的位置較為清楚；開關頻率不高（從幾十千赫和數兆赫茲），主要的干擾形式是傳導干擾和近場干擾。而印刷線路板(PCB)走線通常采用手工布線,具有更大的隨意性,這增加了PCB分布參數的提取和近場干擾估計的難度. EMI測試技術目前診斷差模共模干擾的三種方法：射頻電流探頭、差模抑制網絡、噪聲分離網絡。用射頻電流探頭是測量差模 共模干擾最簡單的方法，但測量結果與標準限值比較要經過較復雜的換算。差模抑制網絡結構簡單，測量結果可直接與標準限值比較，但只能測量共模干擾。噪聲分離網絡是最理想的方法，但其關鍵部件變壓器的制造要求很高 抑制干擾的措施抑制開關電源的噪聲可采取三方面的技術：一是濾波；二是變壓器的繞制；三是屏蔽。(1) 濾波針對開關電源主要通過電源線向外傳輸噪聲的特點，采用濾波技術抑制干擾，可分為：交流側濾波、直流側濾波及其他一些輔助措施。交流側濾波：開關電源的交流電源線輸入端插入共模和差模濾波器，防止開關電源的共模和差模噪聲傳遞到電源線中，影響電網中其它用電設備，同時也抑制來自電網的噪聲。、B、C、D所示，其中L為共模扼流圈，圖A、B中的電容器C能濾除串模干擾。圖C、D抑制電磁干擾的效果更佳，圖C中的L、C1和C2用來濾除共模干擾，C3和C4用來濾除串模干擾，R為泄放電阻，可將C3上積累的電荷泄放掉，避免因電荷積累而影響濾波特性；斷電后還能使電源的進線端L、N不帶電，保證用戶的安全。直流側濾波：在開關電源的直流輸出側插入如圖E所示的電源濾波器，它由共模扼流圈L扼流圈L2和電容CC2組成。為了防止磁芯在較大的磁場強度下飽和而使扼流圈失去作用，扼流圈的磁芯必須采用高頻特性好且飽和磁場強度大的恒μ磁芯。 其他：C3為安全電容，能濾除初、次級繞組耦合電容引起的干擾。C8和R7并聯(lián)在D7兩端，能防止D7在高頻開關狀態(tài)下產生自激振蕩（振鈴現(xiàn)象）；此外，在二次側整流濾波器上串聯(lián)磁珠也有一定效果。TOPSwitchⅡ由導通變成截止時，在開關電源的一次繞組上就會產生尖峰電壓，這是由于脈沖變壓器漏感造成的，通常用瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）D6和超快恢復二極管（SRD）D5組成的電路進行鉗位，也有用R、C電路的，但效果要稍差一些。 濾波器(2) 減小脈沖變壓器的漏感及分布電容 對于一個符合絕緣及安全性標準的脈沖變壓器，其漏感量應為次級開路時初級電感量的1％～3％。在磁芯結構尺寸、繞線匝數一定的情況下，線圈的繞組排列是減小漏感的重要因素，如圖4所示，繞組應按同心方式排列，全部用漆包線繞制，留有安全邊距，且在次級繞組與反饋繞組之間加上強化絕緣層。對于多路輸出的開關電源，輸出功率最大的那個次級繞組應靠近初級，以增加耦合，減小磁場泄漏。當次級匝數很少時，為了增加與初級的耦合，宜采用多股線平行并繞方式均勻分布在整個骨架上，以增加覆蓋面積。在條件允許的情況下，用箔繞組作為次級也是增加耦合的一種好辦法。 在開關電源的工作過程中，繞組的分布電容反復被充、放電，不僅使電源效率降低，它還與繞組的分布電感構成LC振蕩器，會產生振鈴噪聲。初級繞組分布電容的影響尤為顯著。為減小分布電容，應盡量減小每匝導線的長度，并將初級繞組的始端接漏極，利用一部分初級繞組起到屏蔽作用，減小相鄰繞組的分布參數耦合程度。3 屏蔽抑制輻射噪聲的有效方法是屏蔽。用導電良好的材料對電場屏蔽，用導磁率高的材料對磁場屏蔽。將電路置于屏蔽殼中，屏蔽殼可靠接地或中性線，接縫處最好焊接，以保證電磁的連續(xù)性。對于脈沖變壓器內部而言的屏蔽，即在一次側和二次側間加屏蔽層，簡單的辦法，用漆包線均勻繞滿骨架一層，繞組的一端接高壓+V端，另一端浮空。，減少了一、二次側的電場的耦合干擾。此外，將原邊繞在骨架最里邊，原邊起始端與TOPSwitchⅡ的D端連接也是抑制干擾的有效方法。為