【正文】 對開關電源的核心單元——控制電路實現(xiàn)集成化。1997年國外首先研制成脈寬調制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼特德公司（Unitrode）等相繼推出一批PWM芯片，典型產品有MC35SG352UC3842。90年代以來，國外又研制出開關頻率達1MHz的高速PWM、PFM（脈沖頻率調制）芯片，典型產品如UC182UC1864。第二個方向則是對中，小功率開關電源實現(xiàn)單片集成化。這大致分兩個階段：80年代初意－法半導體有限公司（SGS－Thomson）率先推出L4960系列單片開關式穩(wěn)壓器。該公司于90年代又推出了L4970A系列。其特點是將脈寬調制器、功率輸出級、保護電路等集成在一個芯片中，使用時需配工頻變壓器與電網隔離，適于制作低壓輸出（～40V）、大中功率（400W以下）、大電流（～10A）、高效率（可超過90%）的開關電源。但從本質上講，它仍屬DC/DC電源變換器[17]。1994年，美國PI公司在世界上首先研制成功三端隔離式脈寬調制型單片開關電源，被人們譽為“頂級開關電源”。其第一代產品為TOPSwitch系列，第二代產品則是1997年問世的TOPSwitchII系列。該公司于1998年又推出了高效、小功率、低價格的四端單片開關電源TinySwitch系列。在這之后，Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端單片開關電源，亦稱高壓功率開關調節(jié)器（High Voltage Power Switching Regulator）。目前，單片開關電源已形成四大系列、近70種型號的產品。 開關電源的發(fā)展趨勢1955年美國羅耶（GHRoger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關電源。目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關啟閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用RC或LC緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態(tài)等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生。這種開關方式稱為諧振式開關。 目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數(shù)兆Hz的變換器的實用化研究。我們這次畢業(yè)設計主要是研究TOPSwitchII開關電源以及相關的PCB設計制作，力圖使電路簡單且易于調試，盡最大可能的方便用戶的使用。在本次設計中，我們要掌握電路設計的基本方法和步驟，學會用計算機專用軟件（Protel99）繪制電路原理圖和設計制作印制線路板圖，掌握標準化制圖的基本規(guī)則，將理論和實踐相結合，提高獨立分析能力和解決問題的能力，為我們畢業(yè)后走上工作崗位打下一個良好的基礎。第2章 方案論證 概述整個系統(tǒng)以TOPSwitchII芯片為核心，順序流程連接各個功能模塊，完成了將普通市電轉化成所需要的穩(wěn)定電流和電壓。 系統(tǒng)總體框圖 系統(tǒng)總體框圖，圖中顯示了主要電路模塊，其中開關占空比控制電路是基于TOPSwitchII型芯片的控制電路[1]。 工作原理 TOPSwitchII的結構及工作原理TOPSwitchII器件為三端隔離反激式脈寬調制單片開關電源集成電路，但與其第一代產品相比，它不僅在性能上有進一步改進，而且輸出功率有顯著提高，現(xiàn)已成為國際上開發(fā)中、小功率開關電源及電源模塊的優(yōu)選集成電路。，它有三種封裝形式。其中TO220封裝自帶小散熱片，屬典型的三端器件，本文主要采用此種封裝形式的芯片。此外還有DIP8封裝和SMD8封裝，它們都有8個管腳，但均可簡化成3個，兩者區(qū)別是DIP8可配8腳IC插座，SMD8則為表面貼片，后者不許打孔焊接。 TOPSwitchII的管教排列圖TOPSwitchII的三個管腳分別為控制信號輸入端C（CONTROL）、主電源輸入端D（DRAIN）、電源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制電路的基準點。它將脈寬調制（PWM）控制系統(tǒng)的全部功能集成到了三端芯片中。主要包括10部分：控制電壓源；帶隙基準電壓源；振蕩器；并聯(lián)調整器/誤差放大器；脈寬調制器；門驅動級和輸出級；過電流保護電路；過熱保護及上電復位電路；高壓電流源。圖中Zc為控制端的動態(tài)阻抗，RE是誤差電壓檢測電阻RA與CA構成截止頻率為7kHZ的低通濾波器。 TOPSWitchII的基本工作原理是利用反饋電流Ic來調節(jié)占空比D，達到穩(wěn)壓目的。舉例說明，當輸出電壓Uo上升時，經過光耦反饋電路使得Ic上升，從而使得D下降，Uo也隨之下降，最終使Uo不變。TOPSwitchII器件開關頻率高，典型值為100kHz，允許范圍為90110kHz，開關管占空比由C腳電流以線性比例控制。電路啟動時，由漏極經內部高壓電流源為C腳提供工作電壓Vc。（實際電路中C腳外部應接入電容，以電容的充電過程控制Vc逐步升高，以完成電路的軟啟動過程），其PWM反饋控制回路由Rc、比較器A1和F1等元件組成，控制極電壓Vc為控制電路提供電源，同時也是PWM反饋控制回路的偏置電壓，，A2輸出高電平，與此同時PWM控制電流經電阻R與振蕩器輸出的鋸齒波電流分別輸入PWM比較器A4的+/輸入端，這時因反饋電流較小從A3反向端輸入的鋸齒波信號經門電路G3和G4送至RS觸發(fā)器B2的復位端+在鋸齒波信號和時鐘信號的共同作用下RS觸發(fā)器的輸出端Q被置為高電平，門極驅動信號（PWM信號）經G6，G7兩次反相，送到開關管F2的柵極，開關管處于開關狀態(tài)，A2輸出高電平驅動電子開關動作，控制電路的供電切換至內部電源；正常工作時TOPSwitch器件通過外圍電路形成電壓負反饋閉環(huán)控制，調節(jié)開關管的占空比實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。 TOPSwitchII的內部框圖TOPSwitch器件具有關斷/自動重啟動電路功能，即當調節(jié)失控時立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已排除就自動重啟動恢復正常工作。在自啟動階段（），控制電路處于低功耗的待命狀態(tài)，此時由于比較器A2的滯回特性，電子開關頻繁地在高壓電流源和內部電源之間進行切換。自啟動電路由一個8分頻計數(shù)器完成延時功能，阻止輸出級MOSFET管F2連續(xù)導通，直到8個充/放電周期完全結束后才能再次導通。TOPSwitch器件通過預置V1m值來實現(xiàn)過流保護。TOPSwitch器件內部還設有過熱保護電路，當芯片結溫大于135度時關斷輸出級（MOSFET），從而實現(xiàn)過熱保護目的。 單片開關電源電路基本原理。高頻變壓器在電路中具備能量存儲、隔離輸出和電壓變換著三種功能。由圖可見，高頻變壓器觸及繞組Np的極性（同名端用黑圓點表示），恰好與次級繞組Ns、反饋繞組NF的極性相反。這表明在TOPSWitchII導通時，電能就以磁場能量形式儲存在初級繞組中，此時VD2截止。當TOPSWitchII截止時VD2導通，能量傳輸給次級，刺激反擊是開關電源的特點。圖中，BR為整流橋，CIN為輸入端濾波電容。交流電壓u經過整流濾波后得到直流高壓UI，經初級繞組加至TOPSWitchII的漏極上。鑒于在TOPSWitchII關斷時刻，由高頻變壓器漏感產生的尖峰電壓會疊加在直流高壓UI和感應電壓UOR上，可是功率開關管漏籍電壓超過700V而損壞芯片；為此在初級繞組兩端增加漏極鉗位保護電路。鉗位電路由瞬態(tài)電壓抑制器或穩(wěn)壓管（VDZ1）、阻塞二極管（VD1）組成，VD1應采用超快二極管（SRD）。VD2為次級整流管，COUT是輸出端濾波電容。目前國際上流行采用配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。反饋繞組電壓經過VDCF整流濾波后獲得反饋電壓UFB，經光耦合器重的光敏三極管給TOPSWitchII的控制端提供偏壓，CT是控制端C的旁路電容。設穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓為UZ2，限流電阻R1兩端的壓降為UR，光耦合器中LED發(fā)光二極管的正向壓降為UF，輸出電壓Uo由下式設定：Uo=UZ2+UF+UR （）則其穩(wěn)壓原理簡述如下：當由于某種原因致使Uo升高時，因UZ2不變，故UF隨之升高，使LED的工作電流IF增大，再通過光耦合器使TOPSWitchII控制端電流Ic增大。但因TOPSWitchII的輸出占空比D與Ic成反比，故D減小，這就迫使Uo降低，達到穩(wěn)壓目的。反之亦然[3]。 單片開關電源典型電路第3章 單片開關電源的設計 概述開關電源因具有重量輕、體積小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)點，在電視電聲、計算機等許多電子設備中得到了廣泛的使用。為了進一步追求開關電源的小型化和低成本，人們不斷研制成功一些復合型單片開關電源集成電路芯片。如美國電源集成公司（Power Integrations Inc， 簡稱PI公司或Power公司）推出的TOPSwitchII器件就是其中的代表。TOPSwitchII器件集PWM信號控制電路及功率開關場效應管（MOSFET）于一體，只要配以少量的外圍元器件，就可構成一個電路結構簡潔、成本低、性能穩(wěn)定、制作及調試方便的單端反激式單片開關電源。 單片開關電源電路參數(shù)的設定下面將比較詳細的敘述這些參數(shù)求得過程并完成電子表格。(1) 確定開關電源的基本參數(shù)交流輸入電壓最小值umin=85V交流輸入電壓最大值umax=265V電網頻率fL=50Hz開關頻率f=100kHz輸出電壓Uo=24V輸出功率Po=50W電源效率η=85%損耗分配系數(shù)Z：Z代表次級損耗和總損耗的比值。在極端情況下，Z=0表示全部損耗發(fā)生在初級，Z=1則表示全部損耗發(fā)生在次級。在此，我們選取Z=。(2) 反饋電路類型及反饋電壓UFB的確定我們可參照表1中的數(shù)據(jù)確定參數(shù)，因為我們采用配TL431的光耦反饋電路，所以UFB的值便一目了然。(3) 輸入濾波電容CIN、直流輸電壓最小值UImin的確定由表2可知在通用85~265V輸入時，CIN、UImin的值都可大概確定，其中，我們確定UImin的值為90V，而輸入濾波電容的準確值不能從此表中得出。輸入濾波電容的容量是開關電源的一個重要參數(shù)。CIN值選的過低，會使UImin的值大大降低，而輸入脈動電壓UR卻升高。但CIN值取得過高。會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。下面介紹CIN準確值的方法。表1 反饋電路的類型及UFB的參數(shù)值反饋電路類型UFB/VUo的準確度/（%）Sv/（%）SI/（%）基本反饋電路177。10177。177。5改進型基本反饋電路177。5177。177。配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路12177。5177。177。1配TL431的光耦反饋電路12177。1177。177。表2 確定CIN、UImin值u/VPo/W比例系數(shù)/（μF/W）CIN/μFUImin/V固定輸入：100/115已知2~3（2~3）Po值≥90通用輸入：85~265已知2~3（2~3）Po值≥90固定輸入：230177。35已知1Po值≥240我們用以下式子獲得準確的CIN值： （）在寬范圍電壓輸入時，umin=85V，取UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W，η=85%，一并帶入式（）求出CIN=，比例系數(shù)CIN/Po=，這恰好在（2~3）μF/W允許的范圍之內。(4) 確定UOR、UB的值表3 確定UOR、UB值u/V初級感應電壓UOR/V鉗位二極管反向擊穿電壓UB/V固定輸入：100/1156090通用輸入：85~265135200固定輸入：230177。35135200當TOPSwitchII關斷且次級電路處于導通狀態(tài)時，次級電壓會感應到初級上。感應電壓UOR就與UI相疊加后，加至內部功率開關管（MOSFET）的漏極上。與此同時，初級漏感也釋放能量，并在漏極上產生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護電路。利用TVS器件來吸收尖峰電壓的瞬間能量，使上述三種電壓之和（UI+UOR+ UL）低于MOSFET的漏源擊穿電壓U(BR)DS值。(5) 根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比DmaxDmax的計算公式為 （）已知UOR=135V，UImin=90V，將UDS(ON)設為10V，一并代入式（），求得Dmax=%，這與典型值67%已經很接近了。Dmax隨u的升高而減小。(6) 確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP定義比例系數(shù) （）表4 根據(jù)u來確定KRPu/VKRP最小值（連續(xù)模式）