【正文】 對開關(guān)電源的核心單元——控制電路實現(xiàn)集成化。1997年國外首先研制成脈寬調(diào)制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼特德公司（Unitrode）等相繼推出一批PWM芯片，典型產(chǎn)品有MC35SG352UC3842。90年代以來，國外又研制出開關(guān)頻率達(dá)1MHz的高速PWM、PFM（脈沖頻率調(diào)制）芯片，典型產(chǎn)品如UC182UC1864。第二個方向則是對中，小功率開關(guān)電源實現(xiàn)單片集成化。這大致分兩個階段：80年代初意－法半導(dǎo)體有限公司（SGS－Thomson）率先推出L4960系列單片開關(guān)式穩(wěn)壓器。該公司于90年代又推出了L4970A系列。其特點是將脈寬調(diào)制器、功率輸出級、保護(hù)電路等集成在一個芯片中，使用時需配工頻變壓器與電網(wǎng)隔離，適于制作低壓輸出（～40V）、大中功率（400W以下）、大電流（～10A）、高效率（可超過90%）的開關(guān)電源。但從本質(zhì)上講，它仍屬DC/DC電源變換器[17]。1994年，美國PI公司在世界上首先研制成功三端隔離式脈寬調(diào)制型單片開關(guān)電源，被人們譽為“頂級開關(guān)電源”。其第一代產(chǎn)品為TOPSwitch系列，第二代產(chǎn)品則是1997年問世的TOPSwitchII系列。該公司于1998年又推出了高效、小功率、低價格的四端單片開關(guān)電源TinySwitch系列。在這之后，Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端單片開關(guān)電源，亦稱高壓功率開關(guān)調(diào)節(jié)器（High Voltage Power Switching Regulator）。目前，單片開關(guān)電源已形成四大系列、近70種型號的產(chǎn)品。 開關(guān)電源的發(fā)展趨勢1955年美國羅耶（GHRoger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉(zhuǎn)換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學(xué)家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關(guān)電源的設(shè)想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復(fù)時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關(guān)電源。目前，開關(guān)電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應(yīng)用于以電子計算機為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關(guān)電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進(jìn)一步提高。要提高開關(guān)頻率，就要減少開關(guān)損耗，而要減少開關(guān)損耗，就需要有高速開關(guān)元器件。然而，開關(guān)速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產(chǎn)生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設(shè)備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關(guān)啟閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用RC或LC緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態(tài)等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關(guān)上的電壓或通過開關(guān)的電流呈正弦波，這樣既可減少開關(guān)損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生。這種開關(guān)方式稱為諧振式開關(guān)。 目前對這種開關(guān)電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關(guān)速度就可以在理論上把開關(guān)損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關(guān)電源高頻化的一種主要方式。當(dāng)前，世界上許多國家都在致力于數(shù)兆Hz的變換器的實用化研究。我們這次畢業(yè)設(shè)計主要是研究TOPSwitchII開關(guān)電源以及相關(guān)的PCB設(shè)計制作，力圖使電路簡單且易于調(diào)試，盡最大可能的方便用戶的使用。在本次設(shè)計中，我們要掌握電路設(shè)計的基本方法和步驟，學(xué)會用計算機專用軟件（Protel99）繪制電路原理圖和設(shè)計制作印制線路板圖，掌握標(biāo)準(zhǔn)化制圖的基本規(guī)則，將理論和實踐相結(jié)合，提高獨立分析能力和解決問題的能力，為我們畢業(yè)后走上工作崗位打下一個良好的基礎(chǔ)。第2章 方案論證 概述整個系統(tǒng)以TOPSwitchII芯片為核心，順序流程連接各個功能模塊，完成了將普通市電轉(zhuǎn)化成所需要的穩(wěn)定電流和電壓。 系統(tǒng)總體框圖 系統(tǒng)總體框圖，圖中顯示了主要電路模塊，其中開關(guān)占空比控制電路是基于TOPSwitchII型芯片的控制電路[1]。 工作原理 TOPSwitchII的結(jié)構(gòu)及工作原理TOPSwitchII器件為三端隔離反激式脈寬調(diào)制單片開關(guān)電源集成電路，但與其第一代產(chǎn)品相比，它不僅在性能上有進(jìn)一步改進(jìn)，而且輸出功率有顯著提高，現(xiàn)已成為國際上開發(fā)中、小功率開關(guān)電源及電源模塊的優(yōu)選集成電路。，它有三種封裝形式。其中TO220封裝自帶小散熱片，屬典型的三端器件，本文主要采用此種封裝形式的芯片。此外還有DIP8封裝和SMD8封裝，它們都有8個管腳，但均可簡化成3個，兩者區(qū)別是DIP8可配8腳IC插座，SMD8則為表面貼片，后者不許打孔焊接。 TOPSwitchII的管教排列圖TOPSwitchII的三個管腳分別為控制信號輸入端C（CONTROL）、主電源輸入端D（DRAIN）、電源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制電路的基準(zhǔn)點。它將脈寬調(diào)制（PWM）控制系統(tǒng)的全部功能集成到了三端芯片中。主要包括10部分：控制電壓源；帶隙基準(zhǔn)電壓源；振蕩器；并聯(lián)調(diào)整器/誤差放大器；脈寬調(diào)制器；門驅(qū)動級和輸出級；過電流保護(hù)電路；過熱保護(hù)及上電復(fù)位電路；高壓電流源。圖中Zc為控制端的動態(tài)阻抗，RE是誤差電壓檢測電阻RA與CA構(gòu)成截止頻率為7kHZ的低通濾波器。 TOPSWitchII的基本工作原理是利用反饋電流Ic來調(diào)節(jié)占空比D，達(dá)到穩(wěn)壓目的。舉例說明，當(dāng)輸出電壓Uo上升時，經(jīng)過光耦反饋電路使得Ic上升，從而使得D下降，Uo也隨之下降，最終使Uo不變。TOPSwitchII器件開關(guān)頻率高，典型值為100kHz，允許范圍為90110kHz，開關(guān)管占空比由C腳電流以線性比例控制。電路啟動時，由漏極經(jīng)內(nèi)部高壓電流源為C腳提供工作電壓Vc。（實際電路中C腳外部應(yīng)接入電容，以電容的充電過程控制Vc逐步升高，以完成電路的軟啟動過程），其PWM反饋控制回路由Rc、比較器A1和F1等元件組成，控制極電壓Vc為控制電路提供電源，同時也是PWM反饋控制回路的偏置電壓，，A2輸出高電平，與此同時PWM控制電流經(jīng)電阻R與振蕩器輸出的鋸齒波電流分別輸入PWM比較器A4的+/輸入端，這時因反饋電流較小從A3反向端輸入的鋸齒波信號經(jīng)門電路G3和G4送至RS觸發(fā)器B2的復(fù)位端+在鋸齒波信號和時鐘信號的共同作用下RS觸發(fā)器的輸出端Q被置為高電平，門極驅(qū)動信號（PWM信號）經(jīng)G6，G7兩次反相，送到開關(guān)管F2的柵極，開關(guān)管處于開關(guān)狀態(tài)，A2輸出高電平驅(qū)動電子開關(guān)動作，控制電路的供電切換至內(nèi)部電源；正常工作時TOPSwitch器件通過外圍電路形成電壓負(fù)反饋閉環(huán)控制，調(diào)節(jié)開關(guān)管的占空比實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。 TOPSwitchII的內(nèi)部框圖TOPSwitch器件具有關(guān)斷/自動重啟動電路功能，即當(dāng)調(diào)節(jié)失控時立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已排除就自動重啟動恢復(fù)正常工作。在自啟動階段（），控制電路處于低功耗的待命狀態(tài)，此時由于比較器A2的滯回特性，電子開關(guān)頻繁地在高壓電流源和內(nèi)部電源之間進(jìn)行切換。自啟動電路由一個8分頻計數(shù)器完成延時功能，阻止輸出級MOSFET管F2連續(xù)導(dǎo)通，直到8個充/放電周期完全結(jié)束后才能再次導(dǎo)通。TOPSwitch器件通過預(yù)置V1m值來實現(xiàn)過流保護(hù)。TOPSwitch器件內(nèi)部還設(shè)有過熱保護(hù)電路，當(dāng)芯片結(jié)溫大于135度時關(guān)斷輸出級（MOSFET），從而實現(xiàn)過熱保護(hù)目的。 單片開關(guān)電源電路基本原理。高頻變壓器在電路中具備能量存儲、隔離輸出和電壓變換著三種功能。由圖可見，高頻變壓器觸及繞組Np的極性（同名端用黑圓點表示），恰好與次級繞組Ns、反饋繞組NF的極性相反。這表明在TOPSWitchII導(dǎo)通時，電能就以磁場能量形式儲存在初級繞組中，此時VD2截止。當(dāng)TOPSWitchII截止時VD2導(dǎo)通，能量傳輸給次級，刺激反擊是開關(guān)電源的特點。圖中，BR為整流橋，CIN為輸入端濾波電容。交流電壓u經(jīng)過整流濾波后得到直流高壓UI，經(jīng)初級繞組加至TOPSWitchII的漏極上。鑒于在TOPSWitchII關(guān)斷時刻，由高頻變壓器漏感產(chǎn)生的尖峰電壓會疊加在直流高壓UI和感應(yīng)電壓UOR上，可是功率開關(guān)管漏籍電壓超過700V而損壞芯片；為此在初級繞組兩端增加漏極鉗位保護(hù)電路。鉗位電路由瞬態(tài)電壓抑制器或穩(wěn)壓管（VDZ1）、阻塞二極管（VD1）組成，VD1應(yīng)采用超快二極管（SRD）。VD2為次級整流管，COUT是輸出端濾波電容。目前國際上流行采用配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。反饋繞組電壓經(jīng)過VDCF整流濾波后獲得反饋電壓UFB，經(jīng)光耦合器重的光敏三極管給TOPSWitchII的控制端提供偏壓，CT是控制端C的旁路電容。設(shè)穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓為UZ2，限流電阻R1兩端的壓降為UR，光耦合器中LED發(fā)光二極管的正向壓降為UF，輸出電壓Uo由下式設(shè)定：Uo=UZ2+UF+UR （）則其穩(wěn)壓原理簡述如下：當(dāng)由于某種原因致使Uo升高時，因UZ2不變，故UF隨之升高，使LED的工作電流IF增大，再通過光耦合器使TOPSWitchII控制端電流Ic增大。但因TOPSWitchII的輸出占空比D與Ic成反比，故D減小，這就迫使Uo降低，達(dá)到穩(wěn)壓目的。反之亦然[3]。 單片開關(guān)電源典型電路第3章 單片開關(guān)電源的設(shè)計 概述開關(guān)電源因具有重量輕、體積小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)點，在電視電聲、計算機等許多電子設(shè)備中得到了廣泛的使用。為了進(jìn)一步追求開關(guān)電源的小型化和低成本，人們不斷研制成功一些復(fù)合型單片開關(guān)電源集成電路芯片。如美國電源集成公司（Power Integrations Inc， 簡稱PI公司或Power公司）推出的TOPSwitchII器件就是其中的代表。TOPSwitchII器件集PWM信號控制電路及功率開關(guān)場效應(yīng)管（MOSFET）于一體，只要配以少量的外圍元器件，就可構(gòu)成一個電路結(jié)構(gòu)簡潔、成本低、性能穩(wěn)定、制作及調(diào)試方便的單端反激式單片開關(guān)電源。 單片開關(guān)電源電路參數(shù)的設(shè)定下面將比較詳細(xì)的敘述這些參數(shù)求得過程并完成電子表格。(1) 確定開關(guān)電源的基本參數(shù)交流輸入電壓最小值umin=85V交流輸入電壓最大值umax=265V電網(wǎng)頻率fL=50Hz開關(guān)頻率f=100kHz輸出電壓Uo=24V輸出功率Po=50W電源效率η=85%損耗分配系數(shù)Z：Z代表次級損耗和總損耗的比值。在極端情況下，Z=0表示全部損耗發(fā)生在初級，Z=1則表示全部損耗發(fā)生在次級。在此，我們選取Z=。(2) 反饋電路類型及反饋電壓UFB的確定我們可參照表1中的數(shù)據(jù)確定參數(shù)，因為我們采用配TL431的光耦反饋電路，所以UFB的值便一目了然。(3) 輸入濾波電容CIN、直流輸電壓最小值UImin的確定由表2可知在通用85~265V輸入時，CIN、UImin的值都可大概確定，其中，我們確定UImin的值為90V，而輸入濾波電容的準(zhǔn)確值不能從此表中得出。輸入濾波電容的容量是開關(guān)電源的一個重要參數(shù)。CIN值選的過低，會使UImin的值大大降低，而輸入脈動電壓UR卻升高。但CIN值取得過高。會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。下面介紹CIN準(zhǔn)確值的方法。表1 反饋電路的類型及UFB的參數(shù)值反饋電路類型UFB/VUo的準(zhǔn)確度/（%）Sv/（%）SI/（%）基本反饋電路177。10177。177。5改進(jìn)型基本反饋電路177。5177。177。配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路12177。5177。177。1配TL431的光耦反饋電路12177。1177。177。表2 確定CIN、UImin值u/VPo/W比例系數(shù)/（μF/W）CIN/μFUImin/V固定輸入：100/115已知2~3（2~3）Po值≥90通用輸入：85~265已知2~3（2~3）Po值≥90固定輸入：230177。35已知1Po值≥240我們用以下式子獲得準(zhǔn)確的CIN值： （）在寬范圍電壓輸入時，umin=85V，取UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W，η=85%，一并帶入式（）求出CIN=，比例系數(shù)CIN/Po=，這恰好在（2~3）μF/W允許的范圍之內(nèi)。(4) 確定UOR、UB的值表3 確定UOR、UB值u/V初級感應(yīng)電壓UOR/V鉗位二極管反向擊穿電壓UB/V固定輸入：100/1156090通用輸入：85~265135200固定輸入：230177。35135200當(dāng)TOPSwitchII關(guān)斷且次級電路處于導(dǎo)通狀態(tài)時，次級電壓會感應(yīng)到初級上。感應(yīng)電壓UOR就與UI相疊加后，加至內(nèi)部功率開關(guān)管（MOSFET）的漏極上。與此同時，初級漏感也釋放能量，并在漏極上產(chǎn)生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護(hù)電路。利用TVS器件來吸收尖峰電壓的瞬間能量，使上述三種電壓之和（UI+UOR+ UL）低于MOSFET的漏源擊穿電壓U(BR)DS值。(5) 根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比DmaxDmax的計算公式為 （）已知UOR=135V，UImin=90V，將UDS(ON)設(shè)為10V，一并代入式（），求得Dmax=%，這與典型值67%已經(jīng)很接近了。Dmax隨u的升高而減小。(6) 確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP定義比例系數(shù) （）表4 根據(jù)u來確定KRPu/VKRP最小值（連續(xù)模式）