【正文】 ,縱向表示電流大小,這個波形有三個值,一是平均值,二是有效值I,三是其峰值,首先要確定這個電流平均值： （57）經計算=?！鱅MIPIti圖54 原邊電流波形因為輸出功率除以效率就是輸入功率，然后輸入功率再除以輸入電壓就是輸入電流，這個就是平均值電流。下一步求電流峰值。為了求電流峰值我們還要設定一個參數，這個參數就是，所謂，就是指最大脈動電流和峰值電流的比值，的取值范圍在0和1之間。這個值很重要。當取1即為電流斷續(xù)模式，當01時即為電流連續(xù)續(xù)模式。 =/ [( ）*D] (58)，而最大值 =。緊接著求電流的有效值I,電流有效值和平均值是不一樣的,可以對應很多個有效值,若是把的值選得越大,有效值就會越大,有效值還和占空比D也有關系,。直接給出有效值的電流公式: （59）經計算電流有效值：I =。所以對應于相同的功率,也就是有相同的輸入電流時,其有效值和這些參數是有關的,適當的調整參數,使有效值最小,發(fā)熱也就最小,損耗小，這樣便可以優(yōu)化設計。值得注意的是，始終保持變換器工作于一個模式如電流連續(xù)模式或電流斷續(xù)模式，不要在兩個模式之間轉換，這兩種模式不同，對反饋回路的調節(jié)電路要求也不同，在考慮某一種模式而設計的調節(jié)電路，如運行到另一模式時易引起不穩(wěn)定或者性能下降。⑷選定變壓器磁芯根據窗口面積和磁芯截面積有式510計算來選擇磁芯。 （510）J是電流密度 單位。f是開關頻率 單位KHZ。是磁感應強度 單位T。是輸出功率 單位W。據計算本變壓器選擇了EE30磁芯。⑸計算變壓器的原邊匝數,要選定一個磁芯的振幅B,即這個磁芯的磁感應強度的變化區(qū)間,因為加上方波電壓后,這個磁感應強度是變化的,正是因為變化,所以其才有了變壓的作用. 所以原邊匝數: （511）這幾個參數依次是原邊匝數,最小輸入電壓,導通時間,磁芯的橫截面積和磁芯振幅,取得越小,變壓器的鐵損就越小,但相應變壓器的體積會大些。 本變壓器選擇的EE30磁芯材料是MP40。這個公式來源于法拉第電磁感應定律,這個定律是說,在一個鐵心中,當磁通變化的時候,其會產生一個感應電壓,這個感應電壓=磁通的變化量/時間T再乘以匝數比,把磁通變化量換成磁感應強度的變化量乘以其面積就可以推出上式來。本便于變壓Np=93**=60。然后確定線徑。一般來說電流越大,導線越容易發(fā)熱,所需要的導線就越粗,需要的線徑由電流有效值來確定, （512）一般選定電流密度是4~10A/mm2。另外，因為高頻電流有趨效應，若是電流很大,最好采用兩股或是兩股以上的線并繞,這樣效果更好.⑹確定次級繞組的參數圈數和線徑原邊就是選定感應電壓放電給副邊的,因為副邊輸出電壓為21V,加上肖特基管的壓降,原邊以80V的電壓放電,: （513）其中為肖特基管壓降。如我這個副邊匝數等于60*,所以次級整取16匝。要算副邊的線徑,就要先算出副邊的電流有效值有突起的時間是1D,沒有突起的是D,剛好和原邊相反,但其的值和原邊相同的這個峰值電流就是原邊峰值電流乘以其匝數比,要比原邊峰值電流大數倍。⑺確定反饋繞組的參數反饋是反激的電壓,其電壓是取自輸出級的,所以反饋電壓是穩(wěn)定的。反饋電壓是反激的,其匝數比要和幅邊對應至于線徑,因其流過的電流很小,所以就用繞原邊的線繞就可以了,無嚴格的要求.⑻確定電感量根據L=Vs*Ton / (Ip *) （514）這樣就確定了原邊電感的值.⑼驗證設計即驗證一下最大磁感應強度是不是超過了磁芯的允許值,有Bmax=L*Ip/Ae*Np （515）其中Bmax，L，Ip，Ae，Np分別表示磁通最大值,原邊電感量,峰值電流,磁芯橫截面積，原邊匝數,這個公式是從電感量L的概念公式推過來的,因為電感等于磁鏈/流過電感線圈的電流,磁鏈等于磁通乘以其匝數,而磁通就是磁感應強度乘以其截面積,分別代入到上面,即當原邊線圈流過峰值電流時,此時磁芯達到最大磁感應強度, ,若是好的磁芯,可以大一些,若是超過了這個值,就可以增加原邊匝數,或是換大的磁芯來調。 RCD箝位電路設計 RCD箝位電路意義由于變壓器漏感的存在及其它分布參數的影響，反激式變換器在開關管關斷瞬間會產生很大的尖峰電壓，這個尖峰電壓嚴重危脅著開關管的正常工作，必須采取措施對其進行抑制，目前，有很多種方法可以實現這個目的，其中的RCD箝位法以其結構簡單，成本低廉的特點而得以廣泛應用，但是，由于RCD箝位電路的箝位電壓會隨著負載的變化而變化，如果參數設計不合理，該電路或者會降低系統(tǒng)的效率，或者會達不到箝位要求而使開關管損壞。設計時既要限制主MOS管最大反峰，又要RCD吸收回路功耗最小。在設計時先做幾個假設，⑴開關電源的工作頻率范圍:20~200KHZ；⑵RCD中的二極管正向導通時間很短（一般為幾十納秒）；⑶在調整RCD回路前主變壓器和MOS管，輸出線路的參數已經完全確定。 RCD箝位電路設計步驟⑴首先對MOS管的VD進行分段：輸入的直流電壓VDC；次級反射初級的VOR；主MOS管VD余量VDS；RCD吸收有效電壓VRCD1。⑵對于以上主MOS管VD的幾部分進行計算①輸入的直流電壓VDC。在計算VDC時，是依最高輸入電壓值為準。如寬電壓應選擇AC265V，即DC375V。②次級反射初級的。是依在次級輸出最高電壓,整流二極管壓降最大時計算:＝(VF+Vo)*Np/Ns (516) ③主MOS管VD的余量VDS。VDS是依MOS管VD的10%為最小值。如KA05H0165R的VD=650應選擇DC65V。④RCD吸收VRCD。實際選取的VRCD應為最大值的90%（這里主要是考慮到開關電源各個元件的分散性，溫度漂移和時間飄移等因素得影響）。VRCD＝(VDVDC VDS)*90% （517）⑤VRCD是計算出理論值，再通過實驗進行調整，使得實際值與理論值相吻合； ；MOS管VD應當小于VDC的2倍； ，那么RCD吸收回路就影響電源效率；VRCD是由VRCD1和VOR組成的；RC時間常數τ是依開關電源工作頻率而定的，一般選擇10~20個開關電源周期。⑶試驗調整VRCD值。首先假設一個RC參數，再上市電，應遵循先低壓后高壓，再由輕載到重載的原則。在試驗時應當嚴密注視RC元件上的電壓值，務必使VRCD小于計算值。如發(fā)現到達計算值，就應當立即斷電，待將R值減小后，重復以上試驗。一個合適的RC值應當在最高輸入電壓，最重的電源負載下，VRCD的試驗值等于理論計算值。⑷試驗中值得注意的現象。輸入電網電壓越低VRCD就越高，負載越重VRCD也越高。⑸RCD吸收電路中R值的功率選擇。R的功率選擇是依實測VRCD的最大值，計算而得。實際選擇的功率應大于計算功率的兩倍?？傊?，RCD吸收電路中的R值如果過小，就會降低開關電源的效率。然而，如果R值如果過大，MOS管就存在著被擊穿的危險。應用采用以上方法適當選擇RC參數[7]。 在單端反激式變換器電路中。所使用的開關管必須符合兩個條件，即在開關管截止時，要能承受漏極尖峰電壓，在開關管導通時，要能承受漏極的尖峰電流。晶體管截止時所承受的尖峰電壓按下面的公式進行計算： （518）公式中，是輸入電路整流濾波后的直流電壓，是最大工作占空比。為了限制開關管的DS安全電壓，工作占空比應保持在相對地低一些，一般要低于50%，即＜。因此，在單端反激式變換器電路設計中，開關管的工作電壓一般在800V以上，通常按900v計算可安全可靠地工作[8]。 第二個設計準則是必須滿足開關管在導通時的漏極電流需求。則 （519） 反激式變換器的輸出濾波電容比起其它拓撲形式的電路所受的沖擊更大,它的選擇好壞對整個電源的性能及壽命有舉足輕重的作用。選擇時，一般是按紋波電壓要求初選電容值，用電容的額定紋波電流確定電容值，這樣比較安全穩(wěn)妥。另外，耐壓值和溫度等級也要足夠[9]。6控制電路設計如圖61所示，當鋰電池接上電路輸出后，本電路監(jiān)測鋰電池本身電壓，三極管Q5導通，繼電器通電，開關閉合將R47短接。R47接入到電路中，穩(wěn)壓電源輸出通過R47對鋰電池做低電流充電。圖61 低電流調節(jié)控制電路如圖62所示，當鋰電池本身電壓低于5V時，LM35822輸出高電平，Mos管Q4截止。LM35811正輸入端為40mV，電流超過400mA時LM35811輸出低電平，拉低了誤差放大器TL431的K極電位。流過光耦二極管的電流增大，進而流過CE的電流增大，從而UC3842的引腳2的電位升高。由圖22 UC3842內部結構可知：誤差放大器的輸出電減小，也即電流檢測比較器鉗位電壓減小， UC3842引腳6輸出驅動的占空比減小，從而使輸出電壓減小，這樣就會使電流減小。當電流減小時，LM35811輸出高電平，穩(wěn)壓電路重新建立起來，電流又會增大。這樣循環(huán)調節(jié)使得電流控制在400mA。這就是恒流充電階段一。當鋰電池電壓超過5V時，LM35822輸出低電平，Mos管Q4截止，LM35811正輸入端為412mV。通過上述同樣的過程。接誤差放大TL431的K極圖62 恒流電路充電指示電路如圖63所示，指示燈為紅色。，指示燈變?yōu)榫G色。 圖63 充電指示電路參考文獻參考文獻[1] [M].北京：北京國防工業(yè)出版社,1990[2] . 北京：航空工業(yè)出版社，1992[3] [M].北京：機械工業(yè)出版社,2010[4] 朱小龍,[J].華北礦業(yè)高等?？?
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