【導讀】此需要通過逆變器把直流電變成交流電。隨著光伏發(fā)電系統(tǒng)的日益推廣，逆。變器的使用也越來越多。如何獲得高質量的電流成為研究的焦點。器參數(shù)的設計步驟。

　　

【正文】 升溫增加，降低絕緣材料的壽第 3章 LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設計 21 命。但太大的電感量會造成直流電壓利用率下降，而且使得電感體積大，成本增加。所以設計時需要綜合考慮。 （ 2） fC 和 gL 并聯(lián)部分。電感電容的加入將一個一階的電感濾波電路 改造成為一個三階電路，在改善濾波器過渡特性的同時，也給高頻分量提供了低阻通路，以減小注入電網的高頻分量。根據(jù)并聯(lián)電路各支路的分流關系，fCX必須小于gLX，只有這樣才能使高頻電流分量盡量從電容支路流過，盡可能少地流入電網。要滿足 fgCLX gLX，可以增大電容量，也可以增大 gL 的電感量，但是增大電容量會減小電容支路對基波的阻抗，增大了無功電流，從而增大了整流器輸出電流容量，但一味地減小電容，要達到同樣的濾波效果，將導致網側電感 gL 的增大。同 L 情況類似， gL 的電感量也 有限制。因此，LCL 各參數(shù)的設計需要配合。 濾波器參數(shù)設計的約束條件 （ 1） LCL 濾波器的電容 fC 將引起無功功率增加，從而降低功率因數(shù)。為了保證系統(tǒng)的高功率因數(shù)，一般限制電容吸收的無功功率低于額定功率的5%。 （ 2）總電感值要小于 ，否則需要較高的直流電壓來保證電流的控制性，這將會增大功率開關的損耗。 ug pLL ?? （ 3）為了避免 開關頻率附近的諧波激發(fā) LCL 諧振，諧振頻率 resf 應遠離開關頻率，一般小于 resf ，但不能過小，否則低次諧波電流將通過 LCL 濾波器得以放大。一般諧振頻率在十倍的基波頻率到開關頻率的一半之間swres fff ?? （ 4）需增設阻尼電阻防止諧振，但阻值不能太大，以免帶來過多的損耗，從而降低了 效率。 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 22 濾波器參數(shù)的設計步驟 (1)電感 1L 的計算： 1 26sw sipUL fi? （ 31） U為網側相電壓有效值， sipi 為諧波電流峰值， swf 為開關頻率。 (2)總電感值的約束條件： 2242dc mmUEL Iw?? （ 32） 其中 dcU 為直流母線電壓， mE 為網側相電壓峰值， mI 為相電流峰值。 且 8 dcsip swUL if? （ 33） (3)計算電容 C 可先確定諧振頻率 rf ， swr fff ?? ，再根據(jù)公式： 121212r LLf L L C? ?? （ 34） 計算得電容 C 的值； 也可以取電容消耗的無功 功率為總功率的 5%，利用約束條件： bCC %5? ，其中bbb zwC1?,且pEzb2? 其中 E 為網側線電壓有效值， bw 為基波頻率。 (4)電容所串電阻 dR 1132d rR f?? （ 35） 第 3章 LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設計 23 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設計 基于 LCL 濾波的并網逆變器較早的控制策略是采用無源阻尼的單環(huán)控制策略，該策略的優(yōu)點是電路結構簡單，可以使用較少的傳感器，控制器設計簡單，不足的地方是采用無源阻尼，會增加功率損失，尤其在大功率應用場合，電阻上的功率損耗會更多，并且可能導致發(fā)熱量巨大，就要額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率 損失、額外增加的散熱設備，長期看來，成本不一定會減少。 該單環(huán)控制策略是直接輸出電流控制，根據(jù)文 ]2[獻 ，并網逆變器 LCL接口直接輸出電流控制無論采用 P、 PI 還是 PID 控制，系統(tǒng)均不穩(wěn)定，該問題的直接解決方案是 LCL 串聯(lián)電阻，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，文 ]2[獻 中已證明該方案的正確性。 該單環(huán)控制策略采用 PI調節(jié)器，濾波器的參數(shù)計算參見 。下圖是 基于無源阻尼的并網逆變器原理圖。 1L? 1LI1S3S5S4S 6S 2SdcU 2L2LIC GU逆 變 器 側 電 感網 側 電 感dR 圖 31 基于無源阻尼的并網逆變器原理圖 可得系統(tǒng)線性控制模型： ＋1?s pw mTK 11Ls 1 dRCs ?21Ls 2LIcI1LI)(2 sG L* 2LI－ 圖 32 基于無源阻尼的線性控制系統(tǒng)模型 計算 PI 調節(jié)器的參數(shù)， 根據(jù)文獻 [2]得 LCL 濾波器的傳遞函數(shù)： 321 2 1 2 1 21() ( ) ( )dd s C RFs L L C s R L L C s L L s?? ? ? ? ? （ 36） 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 24 將逆變器等效為一個小慣性環(huán)節(jié) : 1Ts1? 又 CLL21 的數(shù)值很小，忽略不計，則 F(s)化簡為： 121() ()Fs L L s? ? （ 37） 進而可得被控對象的傳遞函數(shù)： 1 12() ( ) ( 1)pwmKWs L L s Ts? ?? （ 38） 且已知 PI 調節(jié)器的 傳遞函數(shù)為： ssKW pipi ?? )1( ?? 其中 τ=hT 整定為 II 型系統(tǒng)后為： 212( 1 )() ( ) ( 1 )p w m p iK K sWs L L s Ts?? ?? ?? （ 39） 且典型 II 型系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為： )1( )1()( 2 ??? Tss sKsW II ? （ 310） 其中222 1ThhK ?? 選定 h，濾波器參數(shù) 1L 、 C 和 2L 的值，即可計算出 K，然后可得piK即 pK ，且 ?pi KK? 電容所 串電阻 dR 為： 1132d rR f?? （ 311） 以上為理論計算方法，仿真過程中各參數(shù)還需要適當調整，才能得第 3章 LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設計 25 到較好的濾波效果和穩(wěn)定的電壓電流波形。 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計 區(qū)別于無源阻尼控制策略的是有源阻尼控制策略，該控制策略采用雙閉環(huán)，在網側電感電流外環(huán)的基礎上增加了濾波電容電流內環(huán)， 該控制策略采用有源阻尼，減少了功率損失，卻增加了傳感器數(shù)量，控制器的設計也較為復雜，但實驗結果表明，該控制策略能保證輸出電壓、電流的穩(wěn)定性，該策略是可行的下面介紹雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計。 網側電感電流外環(huán)控制器的設計 下圖是基于 LCL 濾波的三相并網逆變器原理圖 1L? 1LI1S 3S 5S4S 6S 2SdcU 2L2LIC GU逆 變 器 側 電 感網 側 電 感 圖 33 三相并網逆變器原理圖 可得系統(tǒng)線性控制模型： ＋1?s pw mTK 11Ls 1Cs 21Ls 2LIcI1LI)(2 sG L )(sGc*cI* 2LI－＋－ 圖 34 基于 有源阻尼的線性系統(tǒng)控制 電感電流外環(huán)的控制器的設計方法與單電流環(huán)中控制器的設計方法類似，設計過程參見 節(jié)。 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 26 電容電流內環(huán)控制器的設計 由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流內環(huán)控制對象傳遞函數(shù)為：)1)(1( 21 ??? R CsCsLTs K p w m，由于 CL1 的數(shù)量級在 910? ，忽略不計，控制對象可簡化為：)1)(1( ?? RCsTs K pwm。 典型 I型系統(tǒng)為：)1( ?Tss K，上述控制對象要整定為 I型系統(tǒng)，可采用PI調節(jié)器：ssKp 11 )1(?? ?，且取 1? 為 T和 RC中較大的數(shù)，由于 ??5R ，取3? ,C=100uF， T為 ， TRC? ，則取 1? =RC， 整定后的 I型系統(tǒng)為： )1()( 1 ?? Tss KKsW ppw mI ?，又 4002 ?? dcpw m UK,且取 KT=、動態(tài)響應較快，計算可得 pK 的值，1?pi KK? 。 本章小結 本章的主要內容是說明了 LCL濾波器的參數(shù)設計的約束條件，參數(shù)設計方法，以及各濾波器參數(shù)變化對濾波性能的影響，電路諧振抑制方法，并詳細分析了基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙閉環(huán)控制策略的原理以及兩種控制器的設計方法。 第 4章 系統(tǒng)參數(shù)設計及仿真驗證 27 mHLL ??第 4 章 系統(tǒng)參數(shù)設計及仿真 驗證 系統(tǒng)參數(shù)設計 選定直流母線電壓 800V，電網電壓 380V/50Hz，總功率 100kW,開關頻率選定為 5kHz,可得輸出相電流峰值為 215A，令 1L 為逆變器側濾波電感， 2L 為網側濾波電感， fC 為濾波電容， dR 為單環(huán)控制策略中電容所串電阻。 根據(jù)前兩節(jié)所述參數(shù)計算方法，可得到： 總電感約束值 mHfiUL swsip dc ?? 且 mHI EUL m mdc 422 ????，又 mHifUL s ipsw ?? 所以可取總電感為 1mH，取 又由于bbb zC ?1? ,且 pEzb 2? ， bCC %5? ，可得 uFCf 220? ，取 100uF。 可得諧振頻率 HzCLL LLf r 101221 21 21 ??? ?，滿足約束條件swres fff ?? 。 進而可得單環(huán)控制策略中電容所串電阻 ??? 2 131 rd fR ? 。 根據(jù) 節(jié)，可得整定后的并網電感電流外環(huán)傳函為： )1()( )1()( 221 ?? ?? TssLL sKKsW pipw m ? ? 且典型 II 型系統(tǒng)為： ? ?2 1() ( 1)II KsWs s Ts? ?? ? 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 28 其中2212hK hT??，由于開關頻率為 5KHz，則 T=，又取 h=5 時，動態(tài)響應適中，此時： 63 10K?? mHLL 121 ?? 4002 ?? dcpw m UK 可得 ?piK ，即 ?pK ，又 ?pi KK?，可得 ?iK 。 根據(jù) 節(jié)，計算得電容電流內環(huán)的 PI 調節(jié)器的參數(shù)： ?pK ?iK 仿真驗證 為了驗證本文所敘述的 LCL濾波器參數(shù)的設計方法及所采用的電流雙環(huán)控制策略的可靠性，以及系統(tǒng)是否能達到所要求的穩(wěn)定性，對 系統(tǒng)設計了 Matlab仿真 ，根據(jù) ，取濾波電感mHLL ?? ，濾波電容 uFCf 100? ，單環(huán)控制策略中電容所串電阻??3dR ，并網電感電流外環(huán) PI調節(jié)器參數(shù)為 ,5 ip KK ? ，濾波電容電流內環(huán) PI調節(jié)器參數(shù)為 5, ?? ip KK ，單環(huán)控制策略的 PI調節(jié)器的參數(shù)與雙環(huán)中外環(huán) PI參數(shù)相同。 下面分別對基于無源阻尼的單環(huán)控制策略 和 基于有源阻尼的雙環(huán)控制策略分別進行了仿真驗證，并對仿真波形進行比較，得到較好的控制策略。 下圖分別是基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路、基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路： 第 4章 系統(tǒng)參數(shù)設計及仿真驗證 29 圖 41 基于無源阻尼的單環(huán)控制仿真電路 圖 42 基于有源阻尼的雙環(huán)控制仿真電路 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 30 以下是仿真結果： （ 1） 電網電壓波形 圖 44 電網電壓波形 由于都是三 相并網，且電壓、頻率相同，電壓是已確定的，所以三種策略仿真所得電壓波形相同，都如上圖所示，仿真中設置 A相初相位為 0176。， B、C兩相一次相差 120176。 （ 2） 輸出電流波形 (a)基于無源阻尼控制策略的仿真電流 (b)基于有源阻尼控制策略的仿真電流 圖 45 兩種 控制策略的輸出電流比較 第 4章 系統(tǒng)參數(shù)設計及仿真驗證 31 通過以上波形對比，可以看出同樣的電流參數(shù)，基于無源阻尼的單環(huán)控制策略所得電流 波形達到穩(wěn)定狀態(tài)的速度更快，但電流諧波成分較多，就需要通過增大濾波電容 或其他途徑提高電流質量 ，但增大濾波器參數(shù) 會 增加成本；而基 于有源阻尼的雙環(huán)控制策略雖然穩(wěn)定速度較慢，但也只用了一個周期，這是可以允許的，相同的濾波參數(shù)所得到的電流波形更平滑， 諧波成分更