【導讀】本次設計的主要目的是實現(xiàn)一個開關電源，開關電源在日常生活中應用非常廣泛，比如電視機、電腦、冰箱以及其他常用的電子產品都需要開關電源，如今是數(shù)字化時代，用單片機實現(xiàn)電子產品十分方便，所以在這次設計中使用了單片機實現(xiàn)。的電壓電流反饋。計算，使用IR2110對MOSFET斬波電路進行驅動。鍵盤對輸出電壓值進行設定實現(xiàn)人機交換。單片機將設定值傳輸給PWM控制器，通過。計中使用的控制策略為PID算法。

　　

【正文】 需要的電壓（ 10V，高壓側鎖定電壓為 ）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有 的壓降（包括 VD1 的正向壓降）；最后假定有 1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓 VTH 汪強：基于單片機的開關電源設計 22 通常 3～ 5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合 上述條件，此時對應的自舉電容可用下式表示： C1=（ 1） 工程應用則取 C12Qg/()。 例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導通時所需要的柵電荷 Qg=250nC（可由特性曲線查得）， VCC=15V，那么 C1=2 250 10－ 9/(15－ 10－ )= 107F （ 318） 可取 C1= F 或更大一點的，且耐壓大于 35V 的鉭電容。 （ 2）懸浮驅動的最寬導通時間 ton(max) 當最長的導通時間結束時，功率器件的門極電壓 Vge 仍必須足夠高 ，即必須滿足式（ 1）的約束關系。不論 PM 還是 IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設柵電容（ Cge）充電后，在 VCC=15V 時有 15μ A 的漏電流（ IgQs）從 C1 中抽取。取 Qg=250nC，ΔU=VCC－ 10－ =， Qavail=Δ U C= = C。則過剩電荷Δ Q=－= C，Δ Uc=Δ Q/C=，可得 Uc=10＋ =。由 U=Uc 及柵極輸入阻抗 R===1MΩ 可求出 t（即 ton(max)），由 === 可求出 ton(max)=106 10－ = （ 3）懸浮驅動的最窄導通時間 ton(min) 在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導通時間應保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足 Cge 所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時間 ton(min)考慮，自舉電容應足夠小。 綜上所述，在選擇自舉電容大小時應綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅動要求。從功率器件的工作頻率、開關速 度、門極特性進行選擇，估算后經調試而定。 （ 4）自舉二極管的選擇 自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管 [10]。 死區(qū)時間的設計 在設計過程中， MOSFET 開關功率管經常燒壞，是由于兩組功率管同時導通時，功率開關變壓器初級繞組一個給磁心正向激磁，另一個給磁心反向激磁，相互抵消。這樣一來，功率開關變壓器的次級無感應電壓產生，輸出端無直流電壓流出；而且，功率開關變壓器初級的兩個對稱繞組 將輸入直流電源電壓直接短路到兩只功率開關的集電極—發(fā)射極之間，使集電極峰值電流急劇增加，嚴重時兩只功率開關同時電流擊穿而被損壞。如圖 310 所示為產生共態(tài)導通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形： 安徽工程大學畢業(yè)設計 23 圖 310 產生共態(tài)導通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形 為解決如上圖所示的死區(qū)時間的問題，我們使用 TL494 芯片，其 4 腳是控制死區(qū)時間引腳。在該腳上接上不同的電電壓值就可以設置不同的死區(qū)時間。當該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的 35%。 輸出電路設計 濾波電路設計 PWM 是一種周期固定，而高低電平占空比可調的 方波信號。 PWM 通過簡單的 LC濾波網(wǎng)絡可以得到與信號占空比成線性關系的直接電壓，從而實現(xiàn) 電壓 轉換。如圖 3 2所示： 圖 311 PWM 簡單的 LC 濾波網(wǎng)絡 濾波電路中的 R， C 參數(shù)與 PWM 的周期以及直流電壓的精度要求直接相關，必須從理論上詳細分析。假設 PWM 波的頻率為 f，高電平電壓 為 V，占空比為 a。如果 RC網(wǎng)絡的時間常數(shù)遠大于 PWM 波的周期 T， Vin 和 Vout 波形如圖 312 所示： 汪強：基于單片機的開關電源設計 24 圖 312 Vin 和 Vout 波形圖 處于瞬態(tài)時， Vin 在高電平持續(xù)時間內向電容充電，電容積累電荷，在低電平持續(xù)電間內電容向 Vin 放電，電容釋放電荷。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。因此電容電容兩端的直波電壓不斷爬 升，最終達到穩(wěn)態(tài)。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與 PWM 占空比呈線性關系。如圖 313 所示 ： 圖 313 Vout 與占空比 D 的關系 當 tTh 時，電容充電，電容兩端電壓表示為： 11)()( 1 CRtHH eVVVtu ???? （ 319） 由于 T=(Th+Tl)R1C1，所以 t/(R1C1)1，利用級數(shù)展開，得到： )1)(()( 111 CR tVVVtu HH ???? （ 320） 當 t=Th 時， )1)(()( 1112 CR TVVVTuV hHHh ????? （ 321） 當 tTh 且 tTh+Tl 時， 11)()( 2 CRTtHLheVVVtu ???? （ 322） 當 t=Th+Tl時， 11)( 23 CRTLLLeVVVV ???? （ 323） 在這樣的穩(wěn)態(tài)下，電容在一個周期內的充放電會相等，所以有 V1=V3，即 1111 )1]()1)(([ VVCR TVCR TVVV LLLhHH ??????? （ 324） 忽略二階小量，得到： 安徽工程大學畢業(yè)設計 25 ? ?T TVVV HLH ??1 （ 325） 由于 PWM 的占空比定義為： TTH?? （ 326） 所以： ?)(1 LH VVV ?? （ 327） 由于 V1=V3≈V2，所以當電路處理穩(wěn)態(tài)時，電容兩端的電壓近似為直流電壓，表示為： ?)( LH VVu ?? （ 328） 可見，電容兩端的電壓與 PWM 高低電平之差以及占空比成比例關系。直流電壓精度定義為： ??)()1]()[(2 111 12 LHhHLHHVVCRTVVVVVVV??????? （ 329） 總之，設計 PWM 波 RC 濾波電路時，應根據(jù)響應時間要求，確定時間 常數(shù)，并且使 RC 時間常數(shù)遠大于 PWM 周期。 RC 充放電時間常數(shù)應盡量相等。此外還應根據(jù)電壓精度要求確定 RC 參數(shù)。 電壓反饋電路設計 電壓反饋電路如圖 314 所示。該電路簡單可靠，損耗極小。反饋信息送到 TL494的 1 腳比較后，控制其脈寬大小，最后控制輸出電壓。 汪強：基于單片機的開關電源設計 26 U re fP W M 比較器振蕩器R QSP W M 鎖存器誤差放大器時鐘頻率TU 1電壓反饋電路UoUrUjVTRsVD 1VD 2L+CoUo（ a ）時鐘頻率UrUj鎖存器輸出P W M 響應波形（ b ） 圖 314 電壓反饋回路及 PWM 的響應波形 這個電路利用 TL494 內部誤差放大器 2 進行反饋穩(wěn)壓。反饋穩(wěn)壓過程如下 : 誤差放大器 2 的反相輸入端 15 腳接于基準 VREF。輸出電壓 UO 加到 16 腳 ， 作為誤差放大器 2 的同相輸入。當 UO 變化時 ， 誤差放大器 2 的輸出電壓隨之改變 ， 即 ， 與鋸齒波電壓比較的電平改變 ， PWM 比較器輸出的脈沖寬度改變 ， 致使 TL494 輸出的驅動脈沖 ， 即開關管 V4 和 V5 的導通時間 TON 改變 ， 從而實現(xiàn)調寬穩(wěn)壓的目的。此外 ， 微調VREF 可調整輸出電壓的數(shù)值 ， 使輸出電壓在 40V 左右。電路利用誤差放大器 1 作過流保護。從 40V 輸出主回路上取出的電流控制信號經 R24 接至誤差放大器 1 的 1 腳和 2腳上 ， 其中反相輸入端 2 腳的電位由 14 腳輸出的 5V 基準源經過 (RP2， R27)和 (R24，R30)分壓后獲得。 調整 RP2 大小可控制 2 腳門坎電位 ， 即過流控制點。當 R30 上取出的電壓信號足夠大使其絕對值超過 2 腳電位時 ， 誤差放大器 1 將翻轉并關閉脈沖信號輸出 ， 進而起到過流保護作用。 PWM 控制電路 TL494 的結構和性能 TL494 是美國德克薩斯州儀器公司生產的一種性能優(yōu)良的電壓驅動型脈寬調制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關電源控制器，被廣泛應用于開關電源中，是開關電源的核心控制器件。 TL494 的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨 2 種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。在推挽 輸出方式時，其兩路驅動脈沖相差 180176。，而在單端方式時，其兩路驅動脈沖為同步同相。 TL494 是有 16 引腳雙列直插式塑料封裝集成芯片。它的工作頻率為 1300kHz，輸出電壓達 40V，輸出電流為安徽工程大學畢業(yè)設計 27 200mA。其內部原理圖如圖 315 所示 : 圖 315TL494 內部原理圖 TL494 的引腳說明如下： 2 腳：內部誤差放大器 1 的同相輸入端和反相輸入端，可用于閉環(huán)穩(wěn)壓； 3 腳：脈寬調制補償端； 4 腳：死區(qū)時間設置端，通過設置死區(qū)時間，可防止上下橋臂直通； 6 腳：設定振蕩器頻率用電容與電阻連接端； 7 腳：工作參考地端； 11 腳：脈寬調制方波輸出晶體管的集電極； 10 腳：脈寬調制方波輸出晶體管的發(fā)射極； 12 腳：工作電源連接端，極限電壓 41 V，低于 7 V 電路不啟動； 13 腳：輸出方式控制端，在該端為高電平時， TL494 為推挽輸出型，最大占空比為48％；在該端為低電平時 ，兩路輸出脈沖相同，最大占空比為 98％； 14 腳：基準電壓輸出端，該端輸出一個標準的 5 V177。 5％基準電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號或保護基準信號； 1 16 腳：內部誤差放大器 2 的反向輸入端與同相輸入端，用于過電壓和過電流保護。 ： 集成了全部的脈寬調制電路。 片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。 內置誤差放大器。 內止 5V 參考基準電壓源。 可調整死區(qū)時間。 內置功率晶體管可提供 500mA 的驅動能力。 推 挽 或 單端 兩種輸出方式。 汪強：基于單片機的開關電源設計 28 2. 工作原理 TL494 是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節(jié)，其振蕩頻率如下： TT CRf ?? （ 330） 輸出脈沖的寬度是通過電容 CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。功率輸出管 Q1 和 Q2 受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當控制信號增大 ，輸出脈沖的寬度將減小。 如 圖 316 所示 : 圖 316 TL494 輸出波形圖 控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較器具有 120mV 的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的 4%，當輸出端接地，最大 輸出占空比為 96%，而輸出端接參考電平時，占空比為 48%。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在 0— 之間）即能在輸出脈沖上產生附加的死區(qū)時間。 脈沖寬度調制比較器為誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當反饋電壓從 變化到 時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從 到（ ）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端處于高電平，它與脈沖寬度調制器的反相輸入端進行 “或 ”運算，正是這種電路結構，放大 器只需最小的輸出即可支配控制回路。 當比較器 CT 放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸出端，受脈沖約束的雙穩(wěn)觸發(fā)器進行計時，同時停止輸出管 Q1 和 Q2 的工作。若輸出控制端連接到參考電壓源，那么調制脈沖交替輸出至兩個輸出晶體管，輸出頻率等于脈沖振蕩器的一半。如果工作于單端狀態(tài)，且最大占空比小于 50%時，輸出驅動信號分別從晶體管 Q1 或 Q2 取得。輸出變壓器一個反饋繞組及二極管提供反饋電壓。在單端工作模式下，當需要更高的驅動電流輸出， 如圖 317 所示， 亦可將 Q1 和 Q2 并聯(lián)使用，這時，需將輸出模式控制腳接地以關閉雙穩(wěn)觸 發(fā)器。這種狀態(tài)下，輸出的脈沖頻率將等于振蕩器的頻率。 安徽工程大學畢業(yè)設計