移相全橋軟開(kāi)關(guān)電源論文-資料下載頁(yè)
2025-10-24 22:57本頁(yè)面
【導(dǎo)讀】隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，對(duì)電源的要求也越來(lái)越高。模擬電路固有的精度。要求高，溫度、噪聲敏感的場(chǎng)合難以達(dá)到令人滿意的效果。而隨著電路集成技術(shù)。更為普及的應(yīng)用。電源的主控制芯片。通過(guò)片內(nèi)的A/D轉(zhuǎn)換單元，將電流、電壓的采樣值轉(zhuǎn)換為數(shù)。而實(shí)現(xiàn)基準(zhǔn)值與采樣值之間的誤差調(diào)節(jié)。調(diào)；最大輸出電流為10A；最大輸出功率為1000W的開(kāi)關(guān)電源。案，包括軟硬件的設(shè)計(jì)。本設(shè)計(jì)方案穩(wěn)定可靠，控制精度高，紋波系數(shù)小，能夠滿足應(yīng)用的需要。相控制軟開(kāi)關(guān)PWM變換器的研究十分活躍。之一，尤其是在中、大功率的應(yīng)用場(chǎng)合。高精度等，是目前研究的熱點(diǎn)課題。諧振元件，使FBPWM變換器四個(gè)開(kāi)關(guān)管依次在零電壓下導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)恒頻開(kāi)關(guān)，由于減少了開(kāi)關(guān)過(guò)程損耗，可保證變換器效率達(dá)?，F(xiàn)在FBZVS-PWM開(kāi)關(guān)變換器已廣。·原邊有較大環(huán)流，使導(dǎo)電損耗增大；分析值為%，實(shí)驗(yàn)值為77%。48%時(shí)，變化器失去ZVS條件。器相比，尺寸、重量下降40%。在中大功率的開(kāi)關(guān)電源電路中，一般采用全橋變換器，它的控制方式比較多。
【正文】 和 C3與 C4組成 EMI濾波器，用于差模 共模方式的 EMI/RFI的抑制。本設(shè)計(jì)在元器件數(shù)值上， L1=L2=， C1=C2=，C3=C4=2200pF。 L1和 L2對(duì)共模干擾信號(hào)呈現(xiàn)高阻抗，而對(duì)差模信號(hào)和電源電流呈現(xiàn)低阻抗，這樣就保證了對(duì)電源電流的衰減甚微，而同時(shí)又抑制了電流噪聲。通常 L L2對(duì)稱(chēng)地繞在同一磁芯上，這樣可以在正常工作電流范圍內(nèi)，由于磁性材料產(chǎn)生的磁性互相補(bǔ)償，從而能 避免磁通飽和。但是對(duì)于不對(duì)稱(chēng)干擾信號(hào)來(lái)說(shuō)，這兩個(gè)線圈產(chǎn)生的磁場(chǎng)是相互加強(qiáng)的，對(duì)外呈現(xiàn)出的總電感明顯加大，于是，對(duì)稱(chēng)的干擾信號(hào)就被 L L2和 C C2大大地抑制了。 EMI濾波器后接全橋整流濾波電路。 VD1～ VD4和電解電容 C5組成了橋式整流濾波電路。 移相全橋主功率電路 移相全橋主功率電路如圖 。全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由 Q1～ Q4四個(gè)主功率 IGBT組成。高壓瓷片電容 C1～ C4并聯(lián) IGBT兩端?？旎謴?fù)二極管 VD1～ VD4反并聯(lián) IGBT兩端以提供無(wú)功返回通道。通過(guò) dsPIC33F輸出移相 PWM控制信號(hào)對(duì)四個(gè) IGBT驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行控制，驅(qū)動(dòng) IGBT導(dǎo)通和關(guān)斷，從而在 A、 B端得到脈寬可調(diào)的高頻交流方波電壓?？梢酝ㄟ^(guò)改變超前橋臂和滯后橋臂的相位差來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓，具體方法見(jiàn)第五章的控制電路設(shè)計(jì)。高頻變壓器 T1起到隔離和降壓的作用，它有一個(gè)原邊繞組，兩個(gè)帶中心抽頭的副邊繞組。在高頻變壓器的原邊串聯(lián)阻斷電容 C5和諧振電感 Lr。阻斷電容在環(huán)流期間加速環(huán)流衰減，使得滯后臂容易實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，保證原邊電流回零，防止變壓器直流偏磁，以實(shí)現(xiàn)變壓器磁芯的磁感應(yīng)復(fù)位。附加諧振電感 Lr，為開(kāi)關(guān)管的并聯(lián)電容器充放電提供足 夠的磁場(chǎng)能量，可促進(jìn)變換器滯后橋臂實(shí)現(xiàn) ZVS。超前橋臂諧振過(guò)程與副邊單個(gè)整流管導(dǎo)通期，其輸出濾波電感反射到原邊，參與串聯(lián)諧振的電感量很大：（ or LnL 2? ），在一定負(fù)載電流時(shí)可讓超前橋臂并聯(lián)電容迅速完成充放電過(guò)程，比較容易實(shí)現(xiàn)大范圍負(fù)載電流 變化的零電壓開(kāi)關(guān)。而滯后橋臂的諧振過(guò)程發(fā)生在副邊兩只整流管的同時(shí)導(dǎo)通期間，它切斷了副邊反射電感，使參與滯后橋臂諧振電感量減到只剩下 Lr，所以在相同負(fù)載電流時(shí)滯后橋臂更難實(shí)現(xiàn) ZVS。 圖 主 功率電路及輸出濾波電路 但如果附加諧振電感 Lr過(guò)大，會(huì)延長(zhǎng)原邊電流在正負(fù)半周的轉(zhuǎn)換時(shí)間，也就是延長(zhǎng)了副邊被輸出二極管同時(shí)導(dǎo)通箝位而短路，即副邊占空比丟失的時(shí)間，使得電源的整機(jī)效率降低。在電網(wǎng)電壓最低，負(fù)載電流最大時(shí)，副邊占空比丟失最多。但 Lr過(guò)小，甚至取消，雖然占空比丟失最小，但 pi 上沖或下沖尖刺干擾超過(guò)原邊電流峰值的 1～ 2倍，甚至 pi 正負(fù)半周不對(duì) 稱(chēng)，增大開(kāi)關(guān)損耗，甚至是功率管溫升加劇，容易毀壞主開(kāi)關(guān)管，降低電源的可靠性。所以附加諧振電感的設(shè)計(jì)與磁芯材料的選擇是否合理對(duì)電源整機(jī)性能影響很大。實(shí)際制作時(shí)，需要反復(fù)試驗(yàn)，選擇合理參數(shù)折中處理，基本要滿足式 ： ? ?2o42 22 nI AC. UCLr ?? （ ） 從而有足夠磁通提供電容充放電。 開(kāi)關(guān)管的并聯(lián)電容也較難選擇，容量過(guò)小不能起到緩沖吸收作用，容量過(guò)大輕載時(shí)電荷尚未完全放光，加劇了開(kāi)通損耗。并聯(lián)電容的充放電時(shí)間即死去時(shí)間應(yīng)大于該管的電流下降時(shí)間，約為 2～ 3倍的關(guān)系，最?lèi)毫拥臈l件也要能盡量減小關(guān)斷損耗。 輸出整流濾波電路 輸出整流濾波電路用來(lái)將變壓器副邊輸出的高頻交流方波電壓進(jìn)行整流和濾波，輸出的方波為 200KHz，如不加輸出濾波器，開(kāi)關(guān)電源的輸出中將含有很?chē)?yán)重的高次諧波。因?yàn)橹C波次數(shù)比較高，用一級(jí) LC濾波電路就可以解決問(wèn)題，從而得到平直的符合要求的直流電壓。一般而言，輸出整流電路有兩種，一種是四個(gè)整流二極管構(gòu)成的全橋整流方式，另一種是兩個(gè)整流二極管構(gòu)成的雙半波整流方式，即全波整流方式。當(dāng)輸出電壓比較高、輸出電流比較少時(shí)，一般采用全 橋方式。當(dāng)輸出電壓比較低、輸出電流比較大時(shí)，為了減小整流橋的通態(tài)損耗，提高變換器的效率，一般選用全波整流方式。本設(shè)計(jì)選取全波整流方式，如圖 示， VD5和 VD6兩個(gè)二極管組成輸出整流二極管。 Co作為濾波電容，濾除高次諧波以減小紋波電壓，濾波電感 Lo用以減小紋波電流。 主電路的參數(shù)計(jì)算與元器件選擇 主電路參數(shù)的計(jì)算和元器件的選擇是根據(jù)電路原理和開(kāi)關(guān)電源性能指標(biāo)來(lái)進(jìn)行的，下面具體進(jìn)行說(shuō)明。
公司管理相關(guān)推薦
鄂ICP備17016276號(hào)-1