【正文】 類似 ， 樣值脈沖信號相當被測物 ， 標準電平相當天平的砝碼 。 預先規(guī)定好的一些作為比較用的標準電流 (或電壓 )， 稱為權值電流 ， 用符號 IW表示 。 IW的個數與編碼位數有關 。 當樣值脈沖 Is到來后 ， 用逐步逼近的方法有規(guī)律地用各標準電流 IW去和樣值脈沖比較 ， 每比較一次出一位碼 。 當 Is＞ IW時 ， 出 “ 1”碼 ， 反之出 “ 0”碼 ， 直到 IW和抽樣值 Is逼近為止 ， 完成對輸入樣值的非線性量化和編碼 。 實現(xiàn) A律 13折線壓擴特性的逐次比較型編碼器的原理框圖如圖 9 25 所示 ， 它由整流器 、 極性判決 、 保持電路 、 比較器及本地譯碼電路等組成 。 極性判決電路用來確定信號的極性 。 輸入 PAM信號是雙極性信號 ， 其樣值為正時 ， 在位脈沖到來時刻出 “ 1”碼；樣值為負時 ， 出 “ 0”碼；同時將該信號經過全波整流變?yōu)閱螛O性信號 。 圖 9–25 逐次比較型編碼器原理圖 極性判決整流位時鐘脈沖D1抽樣值P A M保持比較判決D2D3D8…IsC1＋P C M 碼流恒流源7 / 1 1變換記憶B1B2…B11C2C3…C8C2～ C8本地譯碼器IW 比較器是編碼器的核心 。 它的作用是通過比較樣值電流Is和標準電流 IW ， 從而對輸入信號抽樣值實現(xiàn)非線性量化和編碼 。 每比較一次輸出一位二進制代碼 ， 且當 Is＞ IW時 ， 出“ 1”碼 , 反之出 “ 0”碼 。 由于在 13折線法中用 7位二進制代碼來代表段落和段內碼 ， 所以對一個輸入信號的抽樣值需要進行 7次比較 。 每次所需的標準電流 IW均由本地譯碼電路提供 。 本地譯碼電路包括記憶電路 、 7／ 11變換電路和恒流源 。 記憶電路用來寄存二進代碼 ， 因除第一次比較外 ， 其余各次比較都要依據前幾次比較的結果來確定標準電流 IW值 。 因此 ， 7位碼組中的前 6位狀態(tài)均應由記憶電路寄存下來 。 恒流源也稱 11位線性解碼電路或電阻網絡 ， 它用來產生各種標準電流 IW。 在恒流源中有數個基本的權值電流支路 ， 其個數與量化級數有關 。 按 A律 13折線編出的 7位碼 ， 需要 11個基本的權值電流支路 ， 每個支路都有一個控制開關 。 每次應該哪個開關接通形成比較用的標準電流 IW， 由前面的比較結果經變換后得到的控制信號來控制 。 7／ 11變換電路就是前面非均勻量化中談到的數字壓縮器 。 由于按 A律 13折線只編 7位碼 ， 加至記憶電路的碼也只有 7位 ， 而線性解碼電路 （ 恒流源 ） 需要 11個基本的權值電流支路 ， 這就要求有 11個控制脈沖對其控制 。 因此 ， 需通過 7／ 11邏輯變換電路將 7位非線性碼轉換成 11位線性碼 ， 其實質就是完成非線性和線性之間的變換 。 保持電路的作用是在整個比較過程中保持輸入信號的幅度不變 。 由于逐次比較型編碼器編 7位碼 (極性碼除外 )需要在一個抽樣周期 Ts以內完成 Is與 IW的 7次比較 ， 在整個比較過程中都應保持輸入信號的幅度不變 ， 因此要求將樣值脈沖展寬并保持 。 這在實際中要用平頂抽樣 ， 通常由抽樣保持電路實現(xiàn) 。 附帶指出 ， 原理上講模擬信號數字化的過程是抽樣 、 量化以后才進行編碼 。 但實際上量化是在編碼過程中完成的 ， 也就是說 ，編碼器本身包含了量化和編碼的兩個功能 。 下面我們通過一個例子來說明編碼過程 。 例 9 –3 設輸入信號抽樣值 Is=+1260Δ， 采用逐次比較型編碼器 , 按 A律 13折線編成 8位碼 C1C2C3C4C5C6C7C8。 解 編碼過程如下： （ 1） 確定極性碼 C1：由于輸入信號抽樣值 Is為正 ， 故極性碼 C1=1。 （ 2） 確定段落碼 C2C3C4： 參看表 7 7 可知 ， 段落碼 C2是用來表示輸入信號抽樣值Is處于 13折線 8個段落中的前四段還是后四段 ， 故確定 C2的標 IW=128Δ C3是用來進一步確定 Is處于 5~6段還是 7~8段 ， 故確定 C3的標準 IW=512Δ 第二次比較結果為 Is＞ IW， 故 C3=1， 說明 Is處于 7~8段 。 同理 ， 確定 C4的標準電流應選為 IW=1024Δ 第三次比較結果為 Is＞ IW， 所以 C4=1， 說明 Is處于第 8段 。 經過以上三次比較得段落碼 C2C3C4為 “ 111”， Is處于第 8段 ， 起始電平為 1024Δ。 （ 3） 確定段內碼 C5C6C7C8：段內碼是在已知輸入信號抽樣值 Is所處段落的基礎上 ， 進一步表示 Is在該段落的哪一量化級 （ 量化間隔 ） 。 參看表 7 7 可知 ， 第 8 段的 16 個量化間隔均為 Δ8=64Δ， 故確定 C5的標準電流應選為 IW=段落起始電平 +8 (量化間隔 ) =1024Δ+8 64Δ=1024Δ+512Δ=1536Δ 第四次比較結果為 Is＜ IW， 故 C5=0， 由表 7 6 可知 Is處于前 8 級 （ 0~7量化間隔 ） 。 同理 ， 確定 C6的標準電流為 IW=1024Δ+4 64Δ=1024Δ+256Δ=1280Δ 第五次比較結果為 Is＞ IW， 故 C6=0， 表示 Is處于前 4級 （ 0~4量化間隔 ） 。 確定 C7的標準電流為 IW=1024Δ+2 64Δ=1024Δ+128Δ=1152Δ 第六次比較結果為 Is＞ IW， 故 C7=1， 表示 Is處于 2~3量化間隔 。 最后 ， 確定 C8的標準電流為 IW=1024Δ+128Δ+64Δ=1216Δ 第七次比較結果為 Is＞ IW ， 故 C8=1。 由以上過程可知 ， 非均勻量化 （ 壓縮及均勻量化 ） 和編碼實際上是通過非線性編碼一次實現(xiàn)的 。 經過以上七次比較 ， 對于模擬抽樣值 +1260Δ ， 編出的 PCM碼組為 :1 111 0011。 它表示輸入信號抽樣值 Is處于第 8 段序號為 3 的量化級 ， 其量化電平為 1216Δ ， 故量化誤差等于 1260Δ 1216Δ= 44Δ 。 順便指出 ， 若使非線性碼與線性碼的碼字電平相等 ， 即可得出非線性碼與線性碼間的關系 ， 如表 7 7 所示 。 編碼時 ， 非線性碼與線性碼間的關系是 7/11變換關系 ，如上例中除極性碼外的 7位非線性碼 1110011， 相對應的 11位線性碼為 10011000000。 還應指出 ， 上述編碼得到的碼組所對應的是輸入信號的分層電平 mk， 對于處在同一量化間隔內的信號電平值 mk≤m ＜mk+1， 編碼的結果是惟一的 。 為使落在該量化間隔內的任意信號電平的量化誤差均小于 Δ i/2， 在譯碼器中都有一個加Δ i/2電路 。 這等效于將量化電平移到量化間隔的中間 ， 因此帶有加 Δ i/2電路的譯碼器 ， 最大量化誤差一定不會超過Δ i/2。 因此譯碼時 ， 非線性碼與線性碼間的關系是 7/12變換關系 ， 這時要考慮表 9 7 中帶紅色的項 。 如上例中 ，Is位于第 8段的序號為 3的量化級 ， 7位幅度碼 1110011對應的分層電平為 1216Δ ， 則譯碼輸出為 1216Δ+Δ i/2=1216Δ+ 64/2Δ= 1248Δ 量化誤差為 : 12601248=12Δ 12Δ ＜ 64Δ/ 2， 即量化誤差小于量化間隔的一半 。 這時 ， 7位非線性幅度碼 1110011所對應的 12位線性幅度碼為 100111000000。 4. PCM 由于 PCM要用 N位二進制代碼表示一個抽樣值 ， 即一個抽樣周期 Ts內要編 N位碼 ， 因此每個碼元寬度為 Ts/N， 碼位越多 ， 碼元寬度越小 ， 占用帶寬越大 。 顯然 ， 傳輸 PCM信號所需要的帶寬要比模擬基帶信號 m(t)的帶寬大得多 。 （ 1） 碼元速率 。 設 m(t)為低通信號 ， 最高頻率為 fH， 按照抽樣定理的抽樣速率 fs≥ 2fH， 如果量化電平數為 M， 則 fb=fslog2M=fsN 式中 ， N為二進制編碼位數 。 （ 2） 傳輸 PCM信號所需的最小帶寬 。 抽樣速率的最小值 fs=2fH， 這時傳信速率為 fb=2fHN， 按照第 5章數字基帶傳輸系統(tǒng)中分析的結論 ， 在無碼間串擾和采用理想低通傳輸特性的情況下 ， 所需最小傳輸帶寬 （ NY帶寬 ） 為 HHsb NfNffNfB ??????2222 實際中用升余弦的傳輸特性 ， 此時所需傳輸帶寬為 N=8， fs=8kHz為例 ， 實際應用的 B=Nfs=64 kHz，顯然比直接傳輸語音信號 m(t)的帶寬 （ 4kHz） 要大得多 。 5. PCM信號還原成相應的 PAM樣值信號 ， 即進行 D/A變換 。 Hsb NffNfB 2????HHsb NfNffNfB ??????2222 A律 13折線譯碼器原理如下圖 9 26 所示 ， 它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同 ， 不同的是增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的 7/12位碼變換電路 。 串 /并變換記憶電路的作用是將加進的串行 PCM碼變?yōu)椴⑿写a ， 并記憶下來 ， 與編碼器中譯碼電路的記憶作用基本相同 。 極性控制部分的作用是根據收到的極性碼 C1是 “ 1”還是 “ 0”來控制譯碼后 PAM信號的極性 ， 恢復原信號極性 。 記憶電路7 / 1 2變換寄存讀出12位線性解碼電路極性控制時鐘脈沖D1D2…D8C2C8…… …B1B12…B1′B12′P A MP C M 碼流 7/12變換電路的作用是將 7位非線性碼轉變?yōu)?12位線性碼 。 在編碼器的本地譯碼器中采用 7/11位碼變換 ， 使得量化誤差有可能大于本段落量化間隔的一半 。 譯碼器中采用 7/12變換電路 ， 是為了增加了一個 Δ i/2恒流電流 ， 人為地補上半個量化級 ， 使最大量化誤差不超過 Δ i/2， 從而改善量化信噪比 。7/12變換關系見表 9 7。 兩種碼之間轉換原則是兩個碼組在各自的意義上所代表的權值必須相等 。 寄存讀出電路是將輸入的串行碼在存儲器中寄存起來 ， 待全部接收后再一起讀出 ， 送入解碼網絡 。 實質上是進行串 /并變換 。 12位線性解碼電路主要是由恒流源和電阻網絡組成 ， 與編碼器中解碼網絡類同 。 它是在寄存讀出電路的控制下 ， 輸出相應的 PAM信號 。 圖 9– 26 譯碼器原理框圖 記憶電路7 / 1 2變換寄存讀出12位線性解碼電路極性控制時鐘脈沖D1D2…D8C2C8…… …B1B12…B1′B12 ′P A MP C M 碼流 增 量 調 制 （ ΔM） 增量調制簡稱 ΔM 或 DM， 它是繼 PCM后出現(xiàn)的又一種模擬信號數字傳輸的方法 ， 可以看成是 DPCM的一個重要特例 。 其目的在于簡化語音編碼方法 。 ΔM 與 PCM雖然都是用二進制代碼去表示模擬信號的編碼方式 。 但是 ， 在 PCM中 ， 代碼表示樣值本身的大小 ， 所需碼位數較多 ， 從而導致編譯碼設備復雜；而在 ΔM 中 ， 它只用一位編碼表示相鄰樣值的相對大小 ， 從而反映出抽樣時刻波形的變化趨勢 ， 與樣值本身的大小無關 。