【正文】 統(tǒng)。為了保證調(diào)速精度，本系統(tǒng)采用圖 的電流、速度雙閉環(huán)控制方案。這種控制方式把速度 調(diào)節(jié)器作為主調(diào)節(jié)器，電流調(diào)節(jié)器作為輔助調(diào)節(jié)器。速度給定 n* 與速度反饋 nf送給速度調(diào)節(jié)器 (SR)，速度調(diào)節(jié)器的輸出作為電流信號(hào)的參考值 irej，與電流信號(hào)的反饋值 if一起送至電流調(diào)節(jié)器 (CR)，電流調(diào)節(jié)器的輸出為電壓參考值 u* 。與給定載波比較后，形成 PWM 調(diào)制波，控制逆變器的實(shí) 際輸出電壓。 圖 無(wú)刷直流電機(jī)速度、電流雙閉環(huán)控制 雙閉環(huán)調(diào)速的特點(diǎn)是速度調(diào)節(jié)器的輸出作為電流調(diào)節(jié)器的給定來(lái)控制電機(jī)的轉(zhuǎn)矩和電流。這樣做的好處在于可以根據(jù)給定速度與實(shí)際速度的差額及時(shí)控制電機(jī)的轉(zhuǎn)矩，在速度差值比較大時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)矩大，速度變化快，以便盡快地把電機(jī)轉(zhuǎn)速拉向給定值，在轉(zhuǎn)速接近給定值時(shí)，又能使轉(zhuǎn)矩自動(dòng)減小，這樣可避免過(guò)大的超調(diào)，以利于調(diào)速過(guò)程的快速性。 此外，電流環(huán)的等效時(shí)間常數(shù)比較小，當(dāng)系統(tǒng)受到外來(lái)干擾時(shí)它能比較快速的作 出響應(yīng)，抑制干擾的影響，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗干擾能力。而且雙閉環(huán)系統(tǒng)以速度調(diào)節(jié)器的輸出作為電流調(diào)節(jié)器的給定值，對(duì)速度調(diào)節(jié)器的輸出限幅就限定了電樞中的電流，起到了保護(hù)逆變橋的作用。 U* iref n* if飛飛 ib ia SR CR PWM 逆變器 BLOD 反饋 轉(zhuǎn)速計(jì)算 位置信號(hào) 位置傳感器 nf 21本系統(tǒng)電流調(diào)節(jié)器用 PI調(diào)節(jié)器，速度調(diào)節(jié)器為改進(jìn)的 PI 調(diào)節(jié)器。數(shù)字 PI 控制是普遍采用的一種過(guò)程控制算法， P 是指比例象 (Proportional)， I 是指積分項(xiàng)(Integral)，基本的 PI控制算法有位置型和增量型兩種。 位置型 PI 算法的表達(dá)式是 : ])(1)([)( 10??? dtteTiteKptu (32) 其中 )(te 是輸入， )(tu 起控制作用， Kp 為比例系數(shù)， Ti 為積分時(shí)間常數(shù)。 增量型算法表達(dá)式是 : )()()(21 TkTekTkTu qq ???? (33) 其中 KpTiTKp qq ????21 )。1( 它們兩者在本質(zhì)上是一樣的，但是相比位置型算法，增量式算法有很大的優(yōu)點(diǎn) : ，所以由誤動(dòng)作造成的影響比較小 。 。 ，增量只與最近的兩次采樣有關(guān)，容易獲得較好的控制效果，并且消除了當(dāng)偏差存在時(shí)產(chǎn)生飽和的危險(xiǎn)。 所以，本系統(tǒng)電流調(diào)節(jié)器采用增量式 PI 控制。其中采樣周期的選取要考慮以下三個(gè)因素 [17]: ，根據(jù)香農(nóng) (Shannon)采樣定理，采用頻率至少為低通 信號(hào)頻譜最高頻率的 2 倍 。 ，采樣頻率的提高必然要求控制器有足夠快的運(yùn)算速度，以滿足在兩次采樣數(shù)據(jù)之間完成必須的處理計(jì)算。 ，高的采樣頻率必然要求高的 PWM 頻率，一方面， PWM 頻率越高，輸出波形越理想，但另一方面，功率器件消耗的功率也越高，引起發(fā)熱、散熱的問(wèn)題，另外，高的 PWM 頻率可能使電磁輻射更加嚴(yán)重。 綜上各因素，考慮到使 PWM 頻率在人耳敏感的頻率范圍 (300Hz ～ 4kHz)外，在本系統(tǒng)中，電流環(huán)采樣頻率定為 5kHz， 就基本達(dá)到了預(yù)期效果。 對(duì)于速度環(huán)的控制本系統(tǒng)根據(jù) AVR 單片機(jī)邏輯判斷能力強(qiáng)、編程靈活的特點(diǎn) 22采用改進(jìn)的 PI 算法一積分分離 PI 算法來(lái)實(shí)現(xiàn)。 該算法的表達(dá)式為 : ???????????????0)(),(0)(),()()()()()(EkTekTK p eEkTekTeKpkTK t eTkTukTuTkTekTe (34) 積分分離算法要設(shè)置積分分離閥 0E , 0)( EkTe ? 時(shí)，采用 PI 控制，可保證系統(tǒng)的控制精度 。當(dāng) 0)( EkTe ? 時(shí)，也即偏差較大時(shí)，采用 P 控制可使超調(diào)量大為降低。 還有一種神經(jīng)元自適應(yīng) PI 算法也是近些年來(lái)應(yīng)用較多的控制算法，其表達(dá)式為 : ???? 2 1 )()()( i kTxikwiKkTu (35) )2,1)(( ?ikwi 為對(duì)應(yīng)與 )(kTxi 的加權(quán)系數(shù)， )0(?K 為神經(jīng)元比例系數(shù)。 該控制器是通過(guò)對(duì)加權(quán)系數(shù)的調(diào) 整來(lái)實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)、自組織功能的，加權(quán)系數(shù)的調(diào)整采用有監(jiān)督的 Hebb 學(xué)習(xí)規(guī)則。 速度檢測(cè)方案 電機(jī)的轉(zhuǎn)速是雙閉環(huán)系統(tǒng)的一個(gè)重要反饋量，如果安裝測(cè)速器來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題無(wú)疑會(huì)增加系統(tǒng)的硬件投資和整個(gè)系統(tǒng)的體積。所以在本系統(tǒng)中將利用轉(zhuǎn)子位置傳感器所產(chǎn)生的脈沖信號(hào)來(lái)反映電機(jī)的轉(zhuǎn)速。經(jīng)過(guò)上拉、濾波后的脈沖信號(hào)如圖 所示。它們是脈寬為 180 度 ，相位上互差 120 度的方波信號(hào)。對(duì)其中的任一位置傳感器而言，電動(dòng)機(jī)每轉(zhuǎn)能產(chǎn)生 P 個(gè)方波脈沖， P 為電動(dòng)機(jī)的極對(duì)數(shù)，顯然這種方波脈沖的頻率是正比于電機(jī)轉(zhuǎn)速的 [16]。 23 圖 三相位置信號(hào) 起動(dòng)與換相控制方案 無(wú)刷直流電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì)大小和電機(jī)的轉(zhuǎn)速成正比，在電機(jī)靜止時(shí)電動(dòng)勢(shì)為零，沒(méi)有換相信號(hào)，電機(jī)不能自起動(dòng)。有些文獻(xiàn)提出了一些附加電路來(lái)控制起動(dòng)的方案。這樣就增加了系統(tǒng)成本且使系統(tǒng)復(fù)雜化。而本文基于 AVR 單片機(jī)的起動(dòng)控制策略無(wú)需附加任何電路，由軟件程序控制正常起動(dòng)，體現(xiàn) “ 硬件軟化 ” 的設(shè)計(jì)思想。 軟起動(dòng)控制策略為 :先由程序控制給任意兩相定子繞組通電而另一相關(guān)斷，則電機(jī)定子合成磁勢(shì)軸線在空間有一確定方向，把轉(zhuǎn)子磁極拖到與其重合的位置，經(jīng)過(guò)一段時(shí)間即可確定轉(zhuǎn)子的初始位 置。然后按照電機(jī)旋轉(zhuǎn)方向的換相順序由程序控制給相應(yīng)繞組饋電，使電機(jī)起動(dòng)。期間不進(jìn)行位置檢測(cè)，換相時(shí)間間隔由軟件延時(shí)控制，且該時(shí)間間隔不變，程序控制 PWM 波占空比逐漸增大以提高電壓，因此這是一種恒頻升壓的起動(dòng)方式。 開(kāi)環(huán)起動(dòng)過(guò)程持續(xù)一個(gè)換相周期后，電機(jī)己經(jīng)具有一定的速度，可以通過(guò)位置傳感器檢測(cè)到轉(zhuǎn)子的位置，此時(shí)就跳出開(kāi)環(huán)起動(dòng)過(guò)程，進(jìn)入由位置檢測(cè)信號(hào)控制電機(jī)換相的自控式運(yùn)行狀態(tài)。首先找出三個(gè)轉(zhuǎn)子位置傳感器信號(hào) H1， H2, H3 的狀態(tài)與六只功率管導(dǎo)通之間的關(guān)系，以表格形式存放在單片機(jī)的 EEPROM 中，如表 2431 所 示。這樣單片機(jī)只需根據(jù)來(lái)自位置信號(hào)輸入口的狀態(tài)，查表即可決定下個(gè)時(shí)刻管子的導(dǎo)通順序，從而控制電機(jī)的換相。 表 31 換相表 H1 H2 H3 導(dǎo)通的管子 1 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 電機(jī)靜止，無(wú)導(dǎo)通管 1 1 1 出錯(cuò) 蓄電池檢測(cè)方案 電動(dòng)自行車(chē)在使用過(guò)程中實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)蓄電池的容量情況將給用戶帶來(lái)很大的方便，它能提供蓄電池的電能大約能夠使車(chē)輛行駛多少里程，蓄電池是否需要充電等信息。蓄電池的總?cè)萘客ǔＲ猿?足電后，放電至其端電壓達(dá)到規(guī)定值時(shí)所釋放出的總電量來(lái)表示。當(dāng)蓄電池以恒定電流放電時(shí)，它的容量等于放電電流和放電時(shí)間的乘積 : Q=IdTd (38) 式中 Q 的單位為 (A h)。如果放電電流不是一個(gè)恒定的常數(shù)，蓄電池的容量為不同的放電電流與相應(yīng)時(shí)間的乘積之和 : Q=Id1Td1+Id2Td2++IdnTdn (39) 由于蓄電池的容量受到很多因素的影響，長(zhǎng)時(shí)間的使用，反復(fù)的充放電，一些蓄電池的容量將逐漸減小，因此要準(zhǔn)確測(cè)量蓄電池的容量比較困難。 本方案利用蓄電池端電壓與容量之間的關(guān)系，通過(guò)測(cè)量蓄電池的端電壓來(lái)監(jiān)測(cè)蓄電池的容量。蓄電池的電勢(shì)是指蓄電池在開(kāi)路時(shí)的端電壓，由于蓄電池內(nèi)阻r 的存在，當(dāng)蓄電池兩端接上負(fù)載 R 時(shí)，內(nèi)阻上就會(huì)產(chǎn)生壓降，此時(shí)蓄電池的端電壓不是電勢(shì) E，而是 : U=EIr （ 310） 而蓄電池的內(nèi)阻 與蓄電池的容量成反比，在充電過(guò)程中，內(nèi)阻逐漸減小，在 25放電過(guò)程中增加，通過(guò)實(shí)驗(yàn)的辦法可測(cè)出蓄電池的容量與端電壓的關(guān)系，并建立表格存于單片機(jī)的 EEPROM 中。實(shí)際運(yùn)行中，就可利用軟件讓單片機(jī)對(duì)蓄電池端電壓 U 進(jìn)行測(cè)量、處理再和 EEPROM 中的數(shù)據(jù)進(jìn)行比較得出容量的信息。這樣的實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)系統(tǒng)對(duì)蓄電池的保護(hù)、延長(zhǎng)使用壽命有重要的意義。 驅(qū)動(dòng)、逆變電路控制方案 驅(qū)動(dòng)、逆變電路是主控芯片與被控電機(jī)之間聯(lián)系的紐帶，其傳輸性能的好壞直接影響著整個(gè)系統(tǒng)的運(yùn)行質(zhì)量。功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管具有開(kāi)關(guān)速度快、高頻特性好、輸入阻抗高、 驅(qū)動(dòng)功率小、熱穩(wěn)定性優(yōu)良、無(wú)二次擊穿問(wèn)題、安全工作區(qū)寬和跨導(dǎo)線性度高等顯著特點(diǎn)，因而在各類中小功率開(kāi)關(guān)電路中得到了廣泛的應(yīng)用。在本控制系統(tǒng)中就采用了 MOSFET 組成逆變器的變換電路。由于半橋逆變器的控制比較復(fù)雜，需要六組控制信號(hào)，電機(jī)三相繞組的工作也相對(duì)獨(dú)立，必須對(duì)三相電流分別控制。而全橋逆變器的控制比較簡(jiǎn)單，只需三組獨(dú)立控制信號(hào)，且任一時(shí)刻導(dǎo)通的兩相電流相等，只要對(duì)其中一相電流進(jìn)行控制，另外一相電流也得到了控制。因此本方案采用全橋逆變電路來(lái)控制各相位的導(dǎo)通 [18]。 全橋型逆變電路有六個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件，若每 個(gè)開(kāi)關(guān)器件都用一單獨(dú)的驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)，則造成系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)復(fù)雜且可靠性也會(huì)下降。而美國(guó)國(guó)際整流公司推出的工 R2131S 是一款 MOS 功率器件專用的柵極驅(qū)動(dòng)集成電路。其可輸出的最大正向峰值驅(qū)動(dòng)電流為 250mA，而反向峰值驅(qū)動(dòng)電流為 500mA。它內(nèi)部設(shè)計(jì)有過(guò)流、過(guò)壓及欠壓保護(hù)、封鎖和指示網(wǎng)絡(luò)，使用戶可方便的用來(lái)保護(hù)被驅(qū)動(dòng)的 MOS 功率管。它巧妙的運(yùn)用自舉技術(shù)，使得功率元件的驅(qū)動(dòng)電路僅需一個(gè)輸入電流源就可工作，還可對(duì)同一橋臂上下 2 個(gè)功率器件的門(mén)極驅(qū)動(dòng)信號(hào)產(chǎn)生 2us 的互鎖延時(shí)時(shí)間，而且其自身工作和電源電壓的范圍較寬 (+3～ 20V)。所以本系統(tǒng)用 IR2131S 來(lái)驅(qū)動(dòng)MOSFET 組成的全橋逆變器，驅(qū)動(dòng)時(shí)采用 1200 導(dǎo)通方式，即任一時(shí)刻僅有兩個(gè)開(kāi)關(guān)處于閉合狀態(tài)。 逆變器的驅(qū)動(dòng)形式主要有三種 :雙極性 PWM、單極性 PWM 和倍頻 PWM 。雙極性P 枷控制模式下，逆變器在任意時(shí)刻每一相橋臂中的上管與下管均處于 PWM 調(diào)制 狀態(tài)，上下管開(kāi)關(guān)狀態(tài)同步互補(bǔ)。為了避免在開(kāi)關(guān)過(guò)程中橋臂出現(xiàn)直通短路，同一橋臂上下管切換期間需要嵌入死區(qū)，即兩者同時(shí)處于斷開(kāi)狀態(tài)。且由于上、下管均需要調(diào)制，雙極性 PWM 開(kāi)關(guān)損耗相對(duì)較高。單極性 PWM 則僅對(duì)逆變器上半橋 26或下半橋進(jìn) 行 PWM 調(diào)制。從單個(gè)橋臂來(lái)看，其上橋臂處于 PWM 狀態(tài)時(shí)，對(duì)應(yīng)下橋臂斷開(kāi)，反之亦然。 基于同樣的 PWM 調(diào)制頻率，采用倍頻型 PWM 則可以獲得兩倍于前兩種 PWM 方式的壓調(diào)制頻率，可以進(jìn)一步減小逆變器開(kāi)關(guān)調(diào)制所對(duì)應(yīng)的電流紋波。但對(duì)單片機(jī)的處理速度要求較高。 綜上分析，本文針對(duì)電動(dòng)自行車(chē)應(yīng)用的永磁無(wú)刷直流電機(jī)的驅(qū)動(dòng)控制采用單極性 PWM 實(shí)現(xiàn) [13]。 故障檢測(cè)與系統(tǒng)保護(hù) 一個(gè)控制系統(tǒng)能否正常工作，除了各環(huán)節(jié)能保證正常工作外，各環(huán)節(jié)之間參數(shù)不一定能絕對(duì)匹配，加之一些外在干擾因素對(duì)系統(tǒng)的影響，系統(tǒng)有可能發(fā)生故障。 當(dāng)系統(tǒng)出現(xiàn)意外故障時(shí)，如不及時(shí)處理，便會(huì)造成損壞功率管和其它設(shè)備的嚴(yán)重后果。所以必須設(shè)置保護(hù)環(huán)節(jié)，及時(shí)封鎖系統(tǒng)輸出，切斷主回路電源，使系統(tǒng)停止工作。完善的保護(hù)環(huán)節(jié)不但可以延長(zhǎng)系統(tǒng)的使