[經(jīng)濟(jì)學(xué)]第6章反饋-資料下載頁
2024-12-08 01:51本頁面
【正文】 － 20－ 40－ 45176。| A (j ω ) |( 開環(huán))－ 2 0 d B / 1 0 倍頻程－ 135176。－ 4 0 d B / 1 0 倍頻程－ 180176。－ 225176。穩(wěn)定不穩(wěn)定（閉環(huán)）Af＝F1Af＝F1′′( 不穩(wěn)定)－ 6 0 d B / 1 0 倍頻程f / k H za＋－R2R1Uo.( a )( b )Ui.圖 6–29用開環(huán)特性波特圖來判斷放大器的穩(wěn)定性 第 6章 反饋 1)()()(1)()(1)()(121????????FjAjAjARRRFjAFjAjAjAfff???????(6–76) (6–77) (6–78) 第 6章 反饋 6–5–3常用的消振方法 ——相位補(bǔ)償法 一 、 這種補(bǔ)償方法是在放大器時(shí)常數(shù)最大的那一級里并接補(bǔ)償電容 C， 以高頻增益下降更多來換取穩(wěn)定工作之目的 。 如圖 6–30所示 。 )(21211 io RRfC??第 6章 反饋 0 . 0 1 0 . 1 1 10 100 1000A / d B806040200－ 20－ 40－ 45176。－ 2 0 d B / 1 0 倍頻程－ 135176。－ 4 0 d B / 1 0 倍頻程－ 225176。加電容補(bǔ)償后的開環(huán)特性0 . 0 0 1b ( － 4 5 176。 )－20dB/ 10倍頻程( － 135176。－ 4 0 d B / 1 0 倍頻程－ 6 0 d B / 1 0 倍頻程( － 225176。－ 6 0 d B / 1 0 倍頻程( f1 )′ ( f1 ) ( f2 )( f3 )( 補(bǔ)償后的開環(huán)帶寬) ( 補(bǔ)償后的閉環(huán)帶寬)A1A2Ro1CRi2f / k H zAf＝F1′′＝0 . 11( 2 0 d B )′′a))圖 6–30電容滯后補(bǔ)償?shù)拈_環(huán)頻率特性波特圖 第 6章 反饋 二、零極點(diǎn)對消 ——RC 與單純的電容滯后補(bǔ)償不同， RC滯后補(bǔ)償可在A(jω)中引入一個(gè)零點(diǎn)。 RCfCRRfCRRjRCjCjRRCjRUUARC??????21,)(21)(11112112???????????????????(6–79) 第 6章 反饋 A1A2RCRo1RCRi2 Ci2( a )( b )R ′RC( c )U1.U2.U1.U1.U2.U2.圖 6–31零極點(diǎn)相消 ——RC (a)RC串聯(lián)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路； (b)輸出等效電路； (c)簡化等效電路 第 6章 反饋 )1)(1()()1)(1)(1()1()()1)(1)(1()()(113123212321112ffjffjAjfAffffjffjffjffjAjfAffjffjffjAjfAffffjffjAIIIRC?????????????????????????(6–80) (6–81) (6–82) (6–83) (6–84) 第 6章 反饋 0 . 0 1 0 . 1 1 10 100 1000A / d B806040200－ 20－ 40( － 4 5 176。 )－ 2 0 d B / 1 0 倍頻程－ 135176。－ 4 0 d B / 1 0 倍頻程－ 225176。加 RC 補(bǔ)償?shù)拈_環(huán)特性0 . 0 0 1－20dB/ 10 倍頻程－ 6 0 d B / 1 0 倍頻程( f1 )′ ( f3 )( RC 補(bǔ)償后的開環(huán)帶寬) ( 補(bǔ)償后的閉環(huán)帶寬)f / k H z－ 45176。Af＝F1′′＝0 . 11( 2 0 d B )( － 1 3 5 176。 )圖 6–32零極點(diǎn)相消 ——RC滯后補(bǔ)償?shù)拈_環(huán)頻率響應(yīng)波特圖 第 6章 反饋 三 、 密勒效應(yīng)補(bǔ)償 利用密勒效應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償，可大大減小補(bǔ)償電容的容量。如圖 6–33所示 . CAC 21( ??? (6–85) 若 C=30pF， |A2|=1000,則 C′=30000pF。 密勒效應(yīng)補(bǔ)償在集成電路中有著廣泛的應(yīng)用 。 因?yàn)榧呻娐饭に嚥灰酥谱鞔笕萘侩娙?， 密勒效應(yīng)補(bǔ)償使小電容發(fā)揮大電容的作用 。 第 6章 反饋 ＋－A2C( a ) ( b )＋－A2C ′圖 6–33 密勒電容補(bǔ)償 第 6章 反饋 四 、 導(dǎo)前補(bǔ)償 負(fù)反饋?zhàn)约ふ袷幍臈l件為環(huán)路增益 |A(jω)F(jω)|=1,相移 Δφ=ΔφA+ΔφF=180176。 。 前面分析中 ， 我們設(shè) F不是頻率的函數(shù) ， 用校正和補(bǔ)償 A(jω)的辦法來消振 。 如果我們設(shè)計(jì)成 F是頻率的函數(shù) ， 而且在 F(jω)的表達(dá)式中引入一 “ 導(dǎo)前相移 ” ， 與 A(jω)的 “ 滯后相移 ” 相抵消 ，而使總相移小于 180176。 ， 那么 ， 同樣可以達(dá)到消振的目的 (如圖 6–34所示 )。 CRjCRjRRRCjRRRF fff??????????11)1( 1111 (6–86) 第 6章 反饋 Rf＋－ACUo.R1Ui. 圖 634 導(dǎo)前補(bǔ)償電路 第 6章 反饋 式中， R′=R1‖Rf。記 則,2 1,2 1,111111CRfCRfRRRFfo ????? ??212111ffffjffjFFo???? 且 (6–87) 第 6章 反饋 6— 6運(yùn)算放大器的小信號閉環(huán)帶寬、 壓擺率及功率帶寬 6—6—1運(yùn)算放大器的小信號閉環(huán)帶寬 我們知道 ， 通用運(yùn)算放大器的開環(huán)增益很大 ， 而 3dB帶寬 BW很窄 。 引入深度負(fù)反饋后的閉環(huán)增益減小 ，頻帶展寬 。 通常用單位增益帶寬 BWG來表征運(yùn)算放大器的頻率特性參數(shù) 。 如圖 6—35所示 ， F007(μA741)的開環(huán)帶寬僅為 7Hz左右 ， 而接成跟隨器 (Auf=1)時(shí) ， 其單位增益帶寬 BWG展寬為 1MHz。 第 6章 反饋 圖 6—35 運(yùn)算放大器單位增益帶寬 BWG 第 6章 反饋 6—6—2 大信號工作下的壓擺率和全功率帶寬 以上頻帶展寬是在小信號工作狀態(tài)下 ， 因?yàn)楦哳l時(shí)輸出電壓減小 ， 反饋信號也減小 ， 加到運(yùn)放的凈輸入反而增大了 ， 從而展寬了頻帶 。 但在大信號狀態(tài)下 ，運(yùn)放已進(jìn)入非線性區(qū) ， 凈輸入增大的余地很小 ， 所以在大信號工作下 ， 負(fù)反饋并不能如愿地展寬頻帶 。 通常用全功率頻帶和壓擺率來表征大信號工作時(shí)的頻率特征 。 實(shí)際上全功率頻帶總是遠(yuǎn)小于小信號帶寬的 。 第 6章 反饋 一 、 壓擺率 SR 壓擺率 SR的定義為 在有相位補(bǔ)償電容的情況下 ， 壓擺率主要取決于相位補(bǔ)償電容充放電的快慢 。 如圖 636所示 ， 輸出電壓變化率受到 uC電壓變化率的限制： )/( usVdtduS oR ?(688) 第 6章 反饋 圖 6—36 壓擺率計(jì)算框圖 第 6章 反饋 CICIdtdudtduSCIdtdudtICuooCoRoCoC?????? ?m a x1m a xm a x11 ,1 (6—89) (6—90) 如果放大器壓擺率不夠 ， 就會產(chǎn)生輸出波形失真 。若輸入為方波 ， 則輸出建立時(shí)間增大 ， 若輸入為正弦波 ， 則邊緣被拉直 ， 甚至有變成三角波的可能 ，如圖 6—37所示 。 第 6章 反饋 圖 6—37 (a)運(yùn)放接成跟隨器； (b)輸入為方波時(shí)出現(xiàn)的失真； (c)輸入為正弦波時(shí)出現(xiàn)的失真 第 6章 反饋 二、全功率帶寬 壓擺率與全功率帶寬有什么關(guān)系呢 ?假設(shè)輸入為正弦波，輸出不失真電壓也為正弦波，即 fSSUUStUdtduStUuRRmmRmoRmo??????2c o ss i nm axm axm ax??????(6—91) noRpp USfBW m a x?? (6—92) 第 6章 反饋 式中 Umo為低頻時(shí)的最大不失真輸出電壓振幅 ， 它受到電源電壓的限制 。 全功率擺幅頻率響應(yīng)如圖 6—38所示 。 圖 6—38 全功率擺幅頻率特性
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