【正文】 電容， di/dt 限制電路，箝位電容。 樊文輝：三電頻高壓變頻器優(yōu)化控制設計 22 DCLink 模塊 DCLink 內(nèi)部 (3) 三電平逆變器模塊 因為該實驗系統(tǒng)采用的是三相獨立的直流環(huán)節(jié)，所以不能用 MATLAB 中固有的 ThreeLevel Inverter 模塊。因此該仿真系統(tǒng)采用了 Universal Bridge（通用橋）模塊來構(gòu)建三電平逆變器模塊 [40]。如圖 44所示，該模塊由 9 個通用橋模塊構(gòu)成。 圖 44 三電平逆變器模塊 其中三個作為箝位二極管，剩下的六個作為功率開關器件。設置通用橋的“橋臂 數(shù)”為 “端口配置（ Port Configuration）”方式為“ ABC 作為輸出端（ ABC as output terminals）”、作為箝位二極管的電力電子器件為 Diodes，而作為功率開關器件的選擇 IGBT/Diodes，其他參數(shù)根據(jù) IPM模塊 6MBP25RA120 和箝位二極管 DSEI6012A 進行設置。 (4) 濾波器模塊 輸出濾波器，將起到改善變頻器輸出波形質(zhì)量的作用。 Simulink 庫中沒有提供專門的濾波器，需要自己封裝。其結(jié)構(gòu)如下圖所示。 濾波器 濾波器內(nèi)部結(jié)構(gòu) 圖 45 濾波器模塊 江西理工大學應用科學學院畢業(yè)設計 23 (5) 負載模塊 因為該實驗主要研究的是變頻器的內(nèi)部故障，所以在負載方面并沒有用到異步電 動機而是采用簡單的三相 RCL 負載。 (6) 控制器模塊 控制器模塊主要是給逆變器提供 PWM 脈沖信號。為了跟實驗平臺保持一致，該控制模塊不采用 Simulink 庫中的 Discrete 3phase PWM Generator 來發(fā)送脈沖，而是構(gòu)造了一個 SPWM 模塊來實現(xiàn)脈沖的發(fā)送，其搭建的原因和方法將在下一節(jié)進行介紹。為了進行功率模塊的故障仿真，設置了故障模塊，該模塊由 S函數(shù)構(gòu)造，主要是通過對 SPWM 模塊送來的脈沖信號進行處理來模仿功率模塊故障的情況。 仿真模型搭建的相關問題 緩沖電路參數(shù)設置問題 在故障仿真的過程中，發(fā)現(xiàn)三電平逆變器中通用橋模塊的 RC 緩沖電路（也稱 RC 吸收電路）對仿真的結(jié)果影響重大，因此有必要根據(jù)實際情況設置好通用橋模塊中的 RC 緩沖電路的參數(shù)。 文獻 [41]指出了雜散電感與回路面積有關，一般回路面積越大，雜散電感越大。可以根據(jù)實際裝置的大小和內(nèi)部結(jié)構(gòu)來估計雜散電感，一般以 1 平米 的面積對應 1181。H來估算。文獻 [42]給出了求解 RC緩沖電路的公式： (1) 緩沖電容 Cs 根據(jù)能量守恒定律，雜散電感 Ls 引起浪涌電壓的能量 2/2siL 可被緩沖電容 Cs完全吸收，則有： 2/2/ 220 UCIL ss ?? （ 41） dCEP UUU ??? （ 42） 式中： Ls 為母線雜散電感 。 I0 為器件最大工作電流； UCEP 為第二次峰值電壓； Ud為直流電壓。當限定 ?U ，而又己知雜散電感 Ls 時，可求得所需的緩沖電容Cs為： 20 / UILC ss ?? （ 43） (2) 緩沖電阻 Rs 緩沖電阻的選取要滿足兩個方面的要求，一方面電阻值要足夠大，以防止緩沖電 容和寄生電感之間出現(xiàn)振蕩，故緩沖電阻必須滿足下式： SSs CLR 2? （ 44） 另一方面，電阻值要小，以保證電容上積累的電荷在一個開關周期內(nèi)可泄放 90% 以上，因此緩沖電阻必須滿足下式： 樊文輝：三電頻高壓變頻器優(yōu)化控制設計 24 fCR SS ? （ 45） 其中， f 為開關頻率。根據(jù)實驗平臺的實際情況取線路雜散電感 L=，尖峰 電壓限定為 10V。根據(jù)式（ 43） ~（ 45），取 Cs= , Rs∈ [, ]?，經(jīng)過多次仿真確定當 Rs=15? 時，輸出波形比較吻合實際情況。 SPWM 控制器的搭建 在本仿真平臺上，不采用 Simulink 庫中的 Discrete 3phase PWM Generator而是選擇搭建 SPWM 控制器。主要是以下的原因：當選用 Discrete 3phase PWM Generator 時，由于該仿真平臺采用的 PWM 脈沖的載波是頻率不變的，并設為 fc Hz = 1200Hz，因此，在設置該模塊參數(shù)時，設置 Type 為“ 3Level”， Mode of operation 為“ Unsynchronized”， carrier frequency 為“ 1200”。輸入的調(diào)制波由如圖 46 所示的模塊提供。其中調(diào)制比 M 設為 。而 f(u)=sin(u(1)*u(2)+u(3))。 調(diào)制波信號發(fā)送模塊 Signals 的內(nèi)部結(jié)構(gòu) 圖 46 調(diào)制波發(fā)送模塊 其產(chǎn)生的調(diào)制波波形如圖 47所示： U(V) t（ s） 圖 47 調(diào)制波波形 按照上面的設置，此時 Discrete 3phase PWM Generator 輸出的 SPWM 脈沖波形 如圖 48 所示。圖 48 所示的波形是某相橋臂四個開關管的 SPWM 信號，若假定為 A 相，那么其與 Sa Sa Sa Sa4 四個功率開關模塊對應。從圖中可以看出輸出的 SPWM 波形在 1/4 周期不對稱，這樣將會使得三電平高壓變頻器的輸出波形變壞。因此需要構(gòu)建一個能夠正確發(fā)出 SPWM 脈沖信號的模塊。 江西理工大學應用科學學院畢業(yè)設計 25 圖 48 Discrete 3phase PWM Generator輸出的 SPWM脈沖波形 產(chǎn)生如圖 48 所示的原因，主要是 Discrete 3phase PWM Generator 模塊內(nèi)部所采用的三角載波是如圖 49所示的，由圖可見，該三角載波在 1/4周期內(nèi)室不對稱的，因此由其產(chǎn)生的 SPWM 波形也必然是 1/4周期不對稱的。 圖 49 Discrete 3phase PWM Generator模塊內(nèi)部所采用的三角載波 本仿真平臺的 SPWM 控制器是在 Discrete 3phase PWM Generator 的基礎上構(gòu)建起來的，主要是針對上面造成的問題三角載波進行修改，其具體實現(xiàn)電路如圖 410 所示。其輸出的 SPWM 脈沖波形如圖 411所示，其意義跟圖 48一致。由圖 411 可見，其波形是對稱的，跟實際脈沖一致。從而可見搭建的 SPWM 控制器是正確的。 樊文輝：三電頻高壓變頻器優(yōu)化控制設計 26 圖 410 SPWM控制器的內(nèi)部構(gòu)造 圖 411 SPWM控制器發(fā)出的 PWM波形 三電平高壓變頻器內(nèi)部故障的仿真分析 所謂變頻器系統(tǒng)故障，是指系統(tǒng)的運行處于不正常狀態(tài)，即變頻器相應的行為（輸出電壓、輸出電流）超出容許范圍，使變頻器的功能低于規(guī)定的水平，這種不正常狀態(tài)稱為故障。據(jù)非正式統(tǒng)計， 80%的變頻器故障都源于元器件的故障。故對三電平變頻器的內(nèi)部故障進行分析是非常必要的，也是進行故障診斷和故障防范的必要前提。三電平高壓變頻器的內(nèi)部元器件的故障中，功率開關器件的故障是變頻器故障的主要故障，出于對實際情況的考慮，以下只考慮功率開關器件的故障。為了方便故障分析，以下先給出三電平高壓變頻器正常 工作時輸出線電壓的波形，其如圖 412 所示。三電平高壓變頻器正常工作時的相電流波形 如江西理工大學應用科學學院畢業(yè)設計 27 圖 413 所示。 圖 412 變頻器正常工作時輸出線電壓的波形 圖 413 變頻器正常工作時輸出相電流的波形 三電平高壓變頻器功率開關模塊故障情況比較復雜，它由多個功率開關器件組成，其故障組合數(shù)目眾多，要是對每個故障狀態(tài)都進行分析，那么將是一項很艱巨的任務。因此，在此需要結(jié)合實際情況，對實際情況出現(xiàn)概率較大的故障情況進行分析。故本文假定在同一故障時刻至多有兩個功率開關器件發(fā)生故障。對更多的功率器件故障發(fā)生的情況 比較少見，再者，要是更多的功率開關器件損壞了，三電平高壓變頻器早就不能工作了，因此對更多的功率開關器件的故障進行分析沒有實用必要性。下面對于功率開關器件的故障將分為只有一個功率開關器件故障和同時兩個功率開關器件故障兩個方面進行研究，假定在 秒發(fā)生故障。 只有一個功率開關器件故障 只有一個功率開關器件開路的情況 ： 由于三相是對稱的，所以下面以 A相為例來說明該情況。該情況又分為下面的四種情況，分別為 Sa Sa Sa Sa4 開路的情況。當 Sa1 發(fā)生開路故障時，其濾波前后的輸出線電壓和輸出相電流的波形如圖 41圖 415 所示。 樊文輝：三電頻高壓變頻器優(yōu)化控制設計 28 圖 414 Sa1開路故障時濾波前的輸出線電壓 圖 415 Sa1開路故障時濾波后的輸出線電壓和輸出相電流 當 Sa2 發(fā)生開路故障時，其濾波前后的輸出線電壓和輸出相電流的波形如 圖 41圖 417 所示。 圖 416 Sa2開路故障時濾波前的輸出線電壓 江西理工大學應用科學學院畢業(yè)設計 29 圖 417 Sa2開路故障時濾波后的輸出線電壓和輸出相電流 當 Sa3 發(fā)生開路故障時，其濾波前后的輸出線電壓和輸出相電流的波形如圖41圖 419 所示。 圖 418 Sa3開路故障時濾波前的輸出線電壓 圖 419 Sa3開路故障時濾波后的輸出線電壓和輸出相電流 當 Sa4 發(fā)生開路故障時，其濾波前后的輸出線電壓和輸出相電流的波形如圖4圖 421 所示。 樊文輝：三電頻高壓變頻器優(yōu)化控制設計 30 圖 420 Sa4開路故障時濾波前的輸出線電壓 圖 421 Sa4開路故障時濾波后的輸出線電壓和輸出相電流 從圖 414 和圖 415可以看出在 Sa1 發(fā)生開路故障時，故障相的負半波基本不變，而正半波只為正常故障時的一半左右，故障相的電流負半波基本不變，正半波的值很靠近 0 值。從圖 416 和圖 417 可以看出，故障相的負半波基本不變，而正半波沒有電壓輸出，電流負半波也基本不變，正半波沒有電流輸出。為節(jié)減篇幅，其他情況不再詳述。通過對上面各圖的比較，容易發(fā)現(xiàn) Sa1 開路故障與Sa4 路故障， Sa2 開路故障與 Sa3 開路故障存在著一種特殊的對稱關系。文獻 [26]指出了這種關系，由于中性點鉗位式三電平高壓變頻器拓撲的對稱性，不同功率開關器件故障情況下，變頻器輸出相電流和線電壓波形也成對表現(xiàn)出一種對稱規(guī)律。假定具有這種對稱規(guī)律的兩種故障分別為 F1和 F2，那么， F1 和 F2的故障波形關系是： F2沿橫坐 標上下反轉(zhuǎn)后與 F1的波形相同，相位相差半個周期 2/ T ，T 為變頻器輸出電壓波形的周期，若用數(shù)學關系式表示，即可表示成 Uf1=Uf2（ t+T/2）。在三電平變頻器中， Sa1 和 Sa4 存在這種對稱關系， Sa2 和 Sa3 也存在這種對稱關系。通過大量的仿真，發(fā)現(xiàn)該對稱規(guī)律同樣適用于多個功率開關模塊同時故障的情況。利用這種對稱關系將有利于簡化功率開關器件的故障分析。 通過對上面各圖的分析，發(fā)現(xiàn)通過故障電流的波形基本可以確定發(fā)生故障的功率 開關模塊，但是為了更直觀確定發(fā)生故障的功率開關模塊，更為了對復雜情況下能夠比較簡單的確定發(fā)生故障的功率開關模塊，本文提出以下的方法： 首先對三相電流進行 dq 變換： 江西理工大學應用科學學院畢業(yè)設計 31 002 / 3 [ c o s c o s( 1 2 0 ) c o s( 1 2 0 ) ]2 / 3 [ sin sin( 1 2 0 ) sin( 1 2 0 ) ]2 / 3 1 / 3 ( )1 ()3d a b cq a b cd a b cc c bi i a i a i ai i a i a i ai i i ii i i? ? ? ? ?? ? ? ? ?? ? ??? （ 46） 002 / 3 [ sin sin ( 1 2 0 ) sin ( 1 2 0 ) ]q a b ci i a i a i a? ? ? ? ? （ 47） 令α =0，由式（ 46）和式（ 47）可得到： 2 / 3 1 / 3 ( )d a b ci i i i? ? ? （ 48） 1 ()3c c bi i i?? （ 49） 然后 ,以為 x軸 ,qi為 y 軸作圖。通過圖的特點就可以簡易地識別出那個功率開關模塊出現(xiàn)了故障。各功率開關模塊故