【文章內(nèi)容簡介】 要有一定的誤差補償措施。 2. 反電勢積分法 反電勢積分法是通過對電機(jī)不導(dǎo)通相繞組反電動勢的積分信號獲得轉(zhuǎn)子位置信息 [10]。當(dāng)關(guān)斷相的反電動勢過零點時開始對其絕對值進(jìn)行積分，當(dāng)積分值達(dá)到一個設(shè)定的閾值時停止積分，此時獲得轉(zhuǎn)子位置，對應(yīng)于定子繞組的換流時刻，高速時為提高電機(jī)轉(zhuǎn)矩，改變閾值可以實現(xiàn)換流角超前控制。因為低速時反電動勢信號很弱，這種方法也需要采用開環(huán)起動方式。逆變橋中功率器件的開關(guān)噪聲影響這種方法的低速特性 [11]。 3. 鎖相環(huán)法 鎖相環(huán)法是通過每隔一個磁狀態(tài)，鎖定未導(dǎo)通 相繞組的反電勢波形，以決定逆變器下一個開關(guān)的準(zhǔn)確導(dǎo)通時刻。數(shù)字鎖相環(huán) (DPLL)技術(shù)包含有反電動勢檢測、環(huán)路濾波、可控電壓振蕩器和分頻器，經(jīng)過數(shù)字鎖相環(huán)的端電壓信號降低或消除了各種噪聲，可以得到較為理想的反電動勢信號 [12]。 電流法 針對反電勢檢測帶來的問題，如速度變化、電機(jī)換向、低通濾波以及定子電阻電感的存在使得依賴端電壓的測量估算轉(zhuǎn)子位置信號的準(zhǔn)確性和精確性都受到不同程度的影響。而這些因素對電流的影響相對較小，且相電流和霍耳信號理想情況下是同相位的，與之對應(yīng)出現(xiàn)了根據(jù)電機(jī)相電流信號來估計轉(zhuǎn) 子位置信息，進(jìn)而控制無刷直流電機(jī)的換向方法，如直接電流檢測法和續(xù)流二級管法等。 1. 直接相電流檢測 為獲得接近精確的轉(zhuǎn)子位置信號，受相電流信號和霍耳元件信號同相位的啟發(fā)，文獻(xiàn) [13]從電流的角度出發(fā)，通過相電流的檢測電路來獲取轉(zhuǎn)子位置信號。下面對直接相電流檢測估計轉(zhuǎn)子位置的方法作簡要的說明。 10 由無刷直流電機(jī)的數(shù)學(xué)模型電壓方程 () (見 節(jié) )可知，電機(jī)換向的角度可表示為 : LRatcp ?? tan? 。速度的變化直接影響電機(jī)相電壓，電機(jī)反電動勢和轉(zhuǎn)子磁通的關(guān)系可用式 子 ??? jNdtdNe ???? 表示， N 為定子繞組繞線匝數(shù) 。 該式說明了轉(zhuǎn)子磁鏈 ? 和電機(jī)反電動勢是不同相位。而定子自感、反電動勢和電流間的關(guān)系可用式 dtdiLe ?? 表示，則得 d diNJdt dt? ? ；再通過一個采樣周期的有限積分可以得到 LiN ?? ，由此可以看出轉(zhuǎn)子磁鏈 ? 和 電流 i 是同相位的。因此，可以通過檢測電流信號獲得轉(zhuǎn)子位置信息。這種位置估計方法依賴于電流檢測的精度，運行范圍較小，可保證電機(jī)在 696~3174r/min 范圍內(nèi)有效運行。 2. 續(xù)流二級管法 續(xù)流二極管法又稱“第三相導(dǎo)通法”，它是通過反并聯(lián)于逆變橋功率開關(guān)管上續(xù)流二極管導(dǎo)通與關(guān)斷狀態(tài)的檢測來確定轉(zhuǎn)子位置的。這種方法適用于 120176。導(dǎo)通、三相六拍方波驅(qū)動的永磁無刷直流電機(jī) [14]。 續(xù)流二級管法其本質(zhì)還是反電勢法，只是在“斷開相”反電勢過零點檢測上有了一定的改變 。這種改變在一定程度上能夠拓寬電機(jī)的調(diào)速范圍，尤其是能拓寬電機(jī)調(diào)速的下限，因為續(xù)流二級管的導(dǎo)通壓降很小，只要 2)( VFVCEec ?? 即可，而 VCE 和 VF 通常都很小。在有些應(yīng)用場合，電機(jī)的最低轉(zhuǎn)速甚至能小于 100r/min。但這種方法也有較大的不足 : (1)它要求逆變器必須工作在上下功率器件輪流處于 PWM 斬波方式，控制的難度較大 。 (2)它必須從軟、硬件兩個方面去除二極管續(xù)流導(dǎo)通的無效信號和因毛刺干擾而產(chǎn)生的誤導(dǎo)通信號 。 (3)這種方法也存在著較大的誤差，當(dāng) 轉(zhuǎn)速較低時， VCE、 VF 和反電勢相比就不可忽略，因忽略而造成的誤差應(yīng)有一定的相位補償措施。正因為以上的缺點和不足，這種方法現(xiàn)在國內(nèi)應(yīng)用并不是很廣泛。 磁鏈估計法 電機(jī)磁鏈信號和轉(zhuǎn)子位置直接相關(guān)，因此可以通過轉(zhuǎn)子磁鏈的值來確定其位置信號。但電機(jī)轉(zhuǎn)子磁鏈不能直接檢測得到，為了獲得電機(jī)轉(zhuǎn)子磁鏈值，必須先 11 測量電機(jī)的相電壓和電流，再結(jié)合電阻值，計算磁鏈值。磁鏈估計法是利用測量定子電壓和電流而估算出磁鏈，再根據(jù)磁鏈與轉(zhuǎn)子位置的關(guān)系估計出轉(zhuǎn)子的位置。 Ertugrul 等人所介紹的算法包含有兩個電流環(huán)結(jié)構(gòu)，內(nèi)環(huán) 矯正磁鏈的估計值，外環(huán)調(diào)整位置估計值，這種方法有較高的準(zhǔn)確度，受測量誤差和電機(jī)參數(shù)變換的影響也很少，對包括從靜止起動在內(nèi)的寬調(diào)速范圍內(nèi)，這種方法都可以準(zhǔn)確的檢測到轉(zhuǎn)子位置。 狀態(tài)觀測器法 狀態(tài)觀測器法即轉(zhuǎn)子位置計算法，是將電機(jī)三相電壓、電流作坐標(biāo)變換，在派克方程的基礎(chǔ)上估算出電機(jī)轉(zhuǎn)子位置的一種方法 [15]，這種方法近年來國外提得較多。這種方法檢測轉(zhuǎn)子位置信號的基本原理是 : 將電機(jī)在 abc 坐標(biāo)系下 的三相實測相電流和相電壓轉(zhuǎn)換到代表轉(zhuǎn)子假想位置的 ??? 坐標(biāo)系下 (兩坐標(biāo)系的角度差為 ?? )，再根據(jù)該坐標(biāo)系下的電流由派克方程計算出三相電壓值，比較這一電壓和前面經(jīng)轉(zhuǎn)換所得電壓的差值，就可得函數(shù)關(guān)系 )( ???? fU 。經(jīng)推導(dǎo)可發(fā)現(xiàn) : 當(dāng) 0??? 時， ????U ，故可采用狀態(tài)觀測器來觀測 U? ，從而獲得 ?? ，即轉(zhuǎn)子位置信號。狀態(tài)觀測器法一般只適用于感應(yīng)電勢為正弦波的永磁無刷直流電機(jī)，且計算繁瑣，對微機(jī)性能要求較高。所以這種方法盡管在八十年代末就有人提出，國外發(fā)表的相關(guān)文章也很多，但應(yīng)用卻不是很廣泛。只是到了近年，由于單片機(jī)技術(shù)的發(fā)展，特別是高性能微處理器 DSP(數(shù)字信號處理器 )的應(yīng)用和推廣，該方法才有了一定的應(yīng)用場合。國外已有人采用 TMS320C3 TMS320CADMC330 等 DSP 芯片實現(xiàn)了該種方法的永磁無刷直流電機(jī)無位置傳感器控制。 人工智能方法 人工智能技術(shù)具備一定的智 能行為，能夠產(chǎn)生合適的求解問題的響應(yīng)。隨著人工智能技術(shù)的蓬勃發(fā)展和研究的深入，很多學(xué)者己經(jīng)嘗試著將人工智能的方法應(yīng)用于電機(jī)控制 [16] [17] 。 12 近年來，隨著實現(xiàn)手段 (如單片機(jī)和 DSP)的功能不斷強大，各種智能控制方法得以容易地實現(xiàn)。利用模糊控制或神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制策略來建立相電壓、電流和轉(zhuǎn)子位置之間的相互關(guān)系，基于檢測到的電壓和電流信號來估算轉(zhuǎn)子位置信息?？梢灾苯訖z測電機(jī)相電壓和相電流，通過神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練后可以估計出磁鏈向量從而獲得轉(zhuǎn)子磁極位置。雖然人工智能方法將是未來的一種發(fā)展方向，但是離實際應(yīng)用還存在 一定的距離。綜合考慮系統(tǒng)的可靠性、技術(shù)成本和成熟性等問題，本系統(tǒng)位置檢測采用反電勢過零點檢測法，將瞬時狀態(tài)檢測和預(yù)測估計相結(jié)合來檢測轉(zhuǎn)子的位置，從而控制無刷直流電機(jī)的換向。 起動方法的選擇 山于本系統(tǒng)采用了反電勢過零點的轉(zhuǎn)子位置檢測方法，從而電機(jī)的順利起動也成了一個要研究的問題。由于無刷直流電機(jī)在靜止的時候沒有感應(yīng)電動勢，因此這種控制方式無法實現(xiàn)自起動，它的起動需要單獨設(shè)計 [18]。下面將介紹日前流行的一些起動力法，比較了它們的優(yōu)缺點和它們各自的適用場合。從而確定在本系統(tǒng)中要采用的起動方法。 硬件起動電路 在無位置傳感器無刷直流電機(jī)控制中，可以設(shè)計一個專門的起動電路來產(chǎn)生電機(jī)的起動信號。起動電路框圖如圖 所示。 壓 控 振 蕩 器V C OP W M 電 路比 較 器環(huán) 形 分 配 器分 頻 器V c cR 1R 2R 3R 4V c cC至 換 向 邏 輯 信 號切 換 新 號形 成 換 向 信 號 圖 起動電路框圖 13 硬件起動電路中。電路通電后，電容 C 上的電壓 Uc 緩慢提升，此電壓加到壓控振蕩器的輸入端，壓控振蕩器的輸出經(jīng)分頻后作為時鐘信號加到環(huán)行分配器上，環(huán)行分配器輸出的信號轉(zhuǎn)換成換相邏輯信號加在功率放大電路 上，控制繞組的導(dǎo)通。同時， Uc 加到 PWM 電路的輸入端作為調(diào)制信號，使 PWM 信號占空比隨 Uc變化，控制繞組導(dǎo)通的脈沖寬度 ,這樣隨著 cU 的上升，加到繞組上的電壓與頻率逐漸上升，驅(qū)動電機(jī)運行。另外，將 cU 與設(shè)定的閾值進(jìn)行比較，當(dāng) cU 達(dá)到一定數(shù)值后，即電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到一定數(shù) 值后，經(jīng)邏輯電路將電機(jī)切換到無刷直流電機(jī)運行狀態(tài)。 采用這種起動方式，電機(jī)可以實現(xiàn)升頻升壓起動，并可在一定的負(fù)載下起動，起動條件也不苛刻，是一種較成功的起動方式。但是這種起動方式的最大缺點就是附加的起動電路加大了電機(jī)的尺寸，對于廣泛應(yīng)用于微型電機(jī)中的無刷直流電機(jī)是個不小的障礙，而且對電機(jī)的可靠性也有所降低。 預(yù)定位起動方式起動 為了克服硬件起動電路的缺陷，在電機(jī)控制中，有很多的設(shè)計是采用軟件起動的方式來實現(xiàn)的。在反電動勢檢測法中，傳統(tǒng)的軟件起動方式為預(yù)定位起動，即預(yù)先對 A 相、 C 相繞組通電， B 相繞 組斷電，延時使電機(jī)轉(zhuǎn)子定位于磁極中心線 A 相繞組軸線重合的位置并停止擺動后，再使 B 相、 C 相繞組通電， A 相繞組斷電，轉(zhuǎn)子磁極中心線在磁場力的作用下，從 A 相繞組軸線向 B 相繞組軸線位置轉(zhuǎn)動，這樣，使三相繞組依次導(dǎo)通截止。當(dāng)轉(zhuǎn)子達(dá)到一定速度后，就能夠在定子繞組中感應(yīng)出足夠大的電動勢，這時就可以選擇合適的時機(jī)將電路轉(zhuǎn)換到反電動勢換向工作狀態(tài)，完成了電機(jī)的起動 [19] 。 在這種起動方式下，切換時間需要進(jìn)行離線計算。計算的參數(shù)需要知道電機(jī)起動的時候的制動和持續(xù)的規(guī)矩。 在電機(jī)的系統(tǒng)中有 : 14 ?? i TidtdJ 22? () 式中 J— 系統(tǒng)的轉(zhuǎn)動慣量 ? — 轉(zhuǎn) 子的轉(zhuǎn)動角度 iT — 各種轉(zhuǎn)矩 由式 ()可以看出，電機(jī)起動時候所有的轉(zhuǎn)矩都要知道，而且轉(zhuǎn)矩的和必須作為一個可以計算的恒定的量。而 J 是電機(jī)慣量，這個量可以通過對電機(jī)的外接負(fù)載特性來計算。通過這個方程就可以得出電機(jī)起動的換相時間 。即 : 21?t 4 iiJT?? () 式 ( )中 ， t 是起動換相時間， J 是轉(zhuǎn)動慣量， iT 是代表所有的外界轉(zhuǎn)矩。得出了這個換相時間以后，再除以反電動勢的掃描周期，把結(jié)果存入相應(yīng)軟件的換相時間寄存器中就可以了。 這種起動的方式雖然實現(xiàn)起來比較簡單，不需要外接電路 ，但對切換時間要求比較嚴(yán)格，一般只用于空載起動，當(dāng)電機(jī)慣量不同或帶一定負(fù)載起動時，就要調(diào)整切換時間，否則就會起動失敗甚至造成電機(jī)反轉(zhuǎn)。 三段式起動 三段式起動通常是按他控式同步電動機(jī)的運行狀態(tài)從靜止開始加速，直至轉(zhuǎn)速足夠大，再切換至無刷直流電機(jī)運行狀態(tài)。包括轉(zhuǎn)子定位、加速和運行狀態(tài)切換三個階段。其過程為 : (1)定位 : 導(dǎo)通預(yù)定繞組，并控制電流，使轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動到預(yù)定位置。 (2)加速 : 按適當(dāng)?shù)捻樞驅(qū)ɡ@組，控制電壓和換相時間，使電機(jī)轉(zhuǎn)速逐步上升。 (3)切換 : 即將電機(jī)從外同步方式切換到自同步方式 ，當(dāng)電機(jī)的轉(zhuǎn)速達(dá)到可以穩(wěn)定檢測反電勢過零點時，就可以按照控制策略切換到自同步狀態(tài) [20] 。 綜上所述，硬件起動要增加外圍電路，而預(yù)定位起動方式的換相時間又與電 15 機(jī)特性聯(lián)系密切，因而本系統(tǒng)采用三段式起動方法，利用純軟件實現(xiàn)電機(jī)的開環(huán)起動。 系統(tǒng)控制核心及控制方法的確定 控制核心的確定 系統(tǒng)采用以微處理器為控制核心的控制方案，目前選擇了三種控制芯片 : 東芝公司的 TMP88CH4西門子公司的 C508 和 TI公司的 TMS320LF24x 系列。前兩種都是電機(jī)驅(qū)動的專用單片機(jī)，比較三者得出， DSP 不僅具有可編程性，而且其實時運算速度遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于通用的微處理器。因而我們選用 TMS320LF24x DSP作為主控芯片。 TMS320LF24x DSP 內(nèi)核采取增強的 Harvard 結(jié)構(gòu)體系，將程序和數(shù)據(jù)存儲在不同的空間，實現(xiàn)獨立編址和訪問 。 利用流水線加強處理器的能力，流水線深度 26 級 。 硬件乘法器的使用，可在一個處理周期內(nèi)完成乘法加法和移位計算，其內(nèi)核計算速度為 30MIPS (即指令周期為 33ns)，從而提高了控制器的實時控制能力 。 采用特殊 DSP 指令和尋址方式，可進(jìn)一步減少數(shù)字信號處理的時間，且代碼與 TMS320 系列 DSP 具有高度的兼容性。事件管理器模塊是整個芯片的核心，每個 EV包括 : 兩個 16 位通用定時器， 8 個 16 位脈沖寬度調(diào)制 (PWM)通道。它能夠?qū)崿F(xiàn) : 三相反相器控制， PWM 的對稱和非對稱波形，擋外部引腳PDPINTx 出現(xiàn)低電平時快速關(guān)閉 PWM 通道，可編程的 PWM 死區(qū)控制以防止上下橋臂同時輸出觸發(fā)脈沖， 3 個捕獲單元，片內(nèi)光電編碼器接口電路，事件管理器模塊適用于控制交流感應(yīng)電機(jī)、無刷直流電機(jī)、開關(guān)磁阻電機(jī)、步進(jìn)電機(jī)、多級電機(jī)及逆變器 [21]。 本著降低成本、優(yōu)化系 統(tǒng)的原則，在滿足設(shè)計要求的基礎(chǔ)上，盡量的降低成木。所以本系統(tǒng)選用 TMS320LF24x 系列中的 TMS320LF2402 為主控芯片。 控制方法的確定 一般對電機(jī)的控制多采用速度閉環(huán)系統(tǒng)，其數(shù)學(xué)模型并不復(fù)雜，采用 PID 16 控制基本可以達(dá)到精確調(diào)速的目的。但在系統(tǒng)綜合要求較高的情況下，單環(huán)控制系統(tǒng)很難通過改變控制系數(shù)的辦法同時滿足系統(tǒng)的魯棒性、快速性和精準(zhǔn)性等多方面的要求。如果采用多層控制的策略，就能夠把不同的性能要求劃分到不同的層次分別加以控制，可以實現(xiàn)不同性能要求之間的折衷。在工業(yè)上獲得廣泛應(yīng)用的傳統(tǒng) PID 控制器，有算法簡單、參數(shù)調(diào)整方便、魯棒性強和抗高頻干擾強的優(yōu)點。而電流跟蹤控制具有控制模型簡單、跟蹤性能良好和響應(yīng)快速的特點。將這兩者結(jié)合，可以構(gòu)造出性能比較完善的新型控制結(jié)構(gòu) [22]。因此，在所設(shè)計的控制系統(tǒng)中將采用速度、電流雙閉環(huán) PID 控制方案，從而有