【文章內容簡介】 們分別加在具有慣性的同一個環(huán)節(jié)上時，其輸出響應基本相同。當窄脈沖變?yōu)閳D 的單位脈沖函數(shù) ??(t))時，環(huán)節(jié)的響應即為該環(huán)節(jié)的脈沖過渡函數(shù)。 圖 。圖中 e(t)為電壓窄脈沖，其形狀和面積分別如圖 、b、 c、 d 所示，為電路的輸入。該輸入加在可以看出慣性環(huán)節(jié)的 RL 電路上，設其電路 i(t)為電路的輸出，圖 給出了不同的窄脈沖時 i(t)的波形。從波形可以看出，在 i(t)的上升段，脈沖形狀不同時 i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎相同。脈沖越 窄，個 i(t)波形的差異也越小。如果周期性地加上述脈沖，則響應 i(t)也是周期性的用傅里葉級數(shù)分解后將可看出， a )Ob )tbdcai ( t )i ( t )e ( t ) 圖 沖量相同的各種窄脈沖的響應波形 各 i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在高頻段有所不同。上述原理可以稱之為面積等效原理，它是 PWM 控制技術的重要理論基礎。 下面分析如何用一系列等副不等寬的脈沖來代替一個正弦波。 把圖 的正弦波分成 N 等份，就可以把正弦半波看成是有 N 個彼此相連的脈沖序列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 ? /N,且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等副而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖相應的正弦波部分面積相等，就得到圖 b 所示的脈沖序列。這就是 PWM 波形?？梢钥闯?，個脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦波規(guī)律變換的。根據(jù)面積等效原理， PWM 波形和正弦半波是等效的。對于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到 PWM 波形。像這種脈沖的寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效的 PWM 波形， 也稱為 SPWM 波形。 ? tOua )b )圖 6 3Ou? t 吳敏華：單相電壓型 PWM 整流 6 圖 PWM 波代替正弦波 要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按照同一比例系數(shù)改變上述各脈沖的寬度即可。 PWM 波形可分為等幅 PWM 波河不等幅 PWM 波兩種。由直流電源產生的 PWM 波通常是等幅 PWM 波。如直流斬波電路。其 PWM 波都是又直流源產生的，由于直流源電源幅值基本恒定，因此 PWM 波是等幅的。不管什么 PWM 波，都是基于面積等效原理來進行控制的，因此其本質是形同的。 PWM 計算法和調制法 (1)計算法 根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算 PWM 波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需 PWM 波形繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化 。 (2)調制法 輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的 PWM 波 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波，腰三角波應用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱與任一平緩變化的調制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合 PWM 的要求，調制信號波為正 弦波時，得到的就是SPWM 波 。 調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的 PWM 波 。 異步調制和同步調制 載波比 ——載波頻率 fc 與調制信號頻率 fr 之比， N= fc / fr. 根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況， PWM 調制方式分為異步調制和同步調制 a. 異步調制 異步調制 ——載波信號和調制信號不同步的調制方式 通常保持 fc 固定不變，當 fr 變化時，載波比 N 是變化的，在信號波的半周期內， PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后 1/4 周期的脈沖也不對稱，當 fr 較低時， N 較大，一周期內脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小，當 fr 增高時， N 減小，一周期內的脈沖數(shù)減少， PWM 脈沖不對稱的影響就變大 b. 同步調制 同步調制 ——N 等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步 基本同步調制方式， fr 變化時 N 不變，信號波一周期內輸出脈沖數(shù)固定 ，下面分析， 三相電路中公用一個三角波載波， 圖 為同步調整三相 PWM 波形， 且取 N 為 3 的整數(shù)倍，使三相輸出對稱為使一相的 PWM 波正負半周鏡對稱， N 應取奇數(shù) fr 很低時， fc 也很低，由調制帶來的諧波不易濾除， r 很高時， fc 會過高， 使開關器件難以承受 。 把 fr 范圍劃分成若干個頻段，每個 頻段內保持 N 恒定，不同頻段 N 不 同，在 fr 高的頻段采用較低的 N， 使載波頻率不致過高在 fr 低的頻段 采用較高的 N，使載波頻率不致過低 為防止 fc 在切換點附近來回跳動，采 用滯后切換的方法同步調制比異步調 制復雜，但用微機控制時容易實現(xiàn) 圖 6 10u cu rU u rV u rWuu UN 39。u VN 39。OttttOOOu WN 39。2U d?2U d華東交通大學畢業(yè)設計 7 可在低頻輸出時采用異步調制方式， 頻輸出時切換到同步調制方式，這樣 把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步 方式效果接近。 圖 同步調制三相 PWM 波形 規(guī)則采樣法 按 SPWM 基本原理，在正弦波和三角波的自然交流電時刻控制功率器件的通斷，這種生成 SPWM 波形的方法稱為自然采樣法。自然采樣法是最基本的方法，所得到的 SPWM波形很接近正弦波。但這種方法要求解復雜的超越方程，在采用微機控制技術時需花費大量的計算時間，難以在實時控制中在線計算，因而在工程上實際應用不多。 工程實用方法，效果接近自然采樣法，計 算量小得多，但計算量卻比自然采樣法小的 多。圖 為規(guī)則采樣法說明圖。取三角波兩個 正峰值之間為一個采 樣周期 Tc，在然采樣法 中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即 負峰點）重合，這樣就使計算大為簡化。如 圖所示，三角波的負峰時刻 tD 對正弦信號波 采樣得 D 點，過 D 作水平直線和三角波分別 交于 A、 B 點，在 A 點時刻 tA 和 B 點時刻 tB 控制開關器件的通斷。脈沖寬度 d 和用自 然采樣法得到的脈沖寬度非常接近 。 式中， a 稱為調制度， 0≤a1； wr 為信號 波角頻率。從圖 612 得因此可得 ： 三角波一 周期內 ， 脈沖兩邊間隙寬度 ： 圖 規(guī)則采樣法 PWM 跟蹤控制技術 把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來 ,決定逆變電路各開關器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化。 常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式 。 (1)滯環(huán)比較方式 圖 6 12u cuO tu rT cA DBO tu ot A t D t B? ?? 39。?? 39。2?2?? ? )s i n1(42139。 Drcc taTT ??? ????吳敏華：單相電壓型 PWM 整流 8 U iDCLQRu Lu ou di ii L1 / U m乘法器P IU dU ’ d U * o+I * LU oi L+電壓外環(huán)電流內環(huán)i * L 圖 滯環(huán)比較法控制的原理框圖 基本原理 是： 電壓外環(huán)的任務是得到可以實現(xiàn)控制目標的電感電流指令值 i*L,給定輸出電壓 u*o 減去測量到的實際輸出電壓 uo 的差值，經 PI調節(jié)器后輸出電感電流的幅值指令 I*L，測量到的整流橋出口電壓 ud 除以其幅值 Um 后，可以得到表示 ud 波形的量 U’d，U’d為幅值為 1 的正弦波，相位與 ud 相同， I*L 與 u*d 相乘，便可以得到電感電流的指令值 i*L。 i*L 為與 ud 同相位的正弦半波電流，其幅值可控制直流電壓 uo 的大小。電流內環(huán)的任務是通過控制開關管 Q 的通斷，使實際的電感電流 iL跟蹤其指令值 i*L。此處采用滯環(huán)控制方法。根據(jù)電感電流的公式，當 Q 導通是電感電流增大，二當 Q 關斷時電感電流減小。 令 i*L 減去 iL。若差值 △ ilmin（ △ Ilmin0），則令 Q 關斷，以減小 iL。通過滯環(huán)控制，可以保證實際的電感電流 iL在其指令值 i*L 附近波動，波動的大小與滯環(huán)寬度有個，即與設定的 △ iLmax 和 △ iLmin 有關。 (2)三角波比較方式 基本原理 是： 通常把三角波作為載波 uc，調制信號作為信號波 ur，兩種進行比較產生脈沖波，來作為可控器件的脈沖信號，具體不再詳細闡述。 PWM 控制技術的地位 PWM 控制技術是在電力電子領域有著廣泛的應用，并對電力電子技術產生了十分深遠影響的一項技術。 IGBT、電力 MOSFET 等為代表的全控型器件的不斷完善給 PWM 控制技術提供了強大的物質基礎，直流斬波電路實際上就是直流 PWM 電路，是 PWM 控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，應用于直流電動機調速系統(tǒng)就構成廣泛應用的直流脈寬調速系統(tǒng)。 控制技術用于交流 — 交流變流電路 斬控式交流調壓電路和矩陣式變頻電路是 PWM 控制技術在這類電路中應用的代表，目前其應用都還不多，但矩陣式變頻電路因其容易實現(xiàn)集成化，可望有良好的發(fā)展前景。 PWM 控制技術用于逆變電路 PWM 控制技術在逆變電路中的應用最具代表性，正是由 于在逆變電路中廣泛而成功華東交通大學畢業(yè)設計 9 的應用，才奠定了 PWM 控制技術在電力電子技術中的突出地位，除功率很大的逆變裝置外，不用 PWM 控制的逆變電路已十分少見。 PWM 控制技術用于整流電路即構成 PWM 整流電路 可看成逆變電路中的 PWM 技術向整流電路的延伸， PWM 整流電路已獲得了一些應用，并有良好的應用前景， PWM 整流電路作為對第 2 章的補充，可使我們對整流電路有更全面的認識。 PWM 控制技術與相位控制技術 以相控整流電路和交流調壓電路為代表的相位控制技術，電力電子電路中仍占據(jù)著重要地位，以 PWM 控制技術 為代表的斬波控制技術正在越來越占據(jù)著主導地位相位控制和斬波控制分別簡稱相控和斬控，把兩種技術對照學習。 3 功率因素校正 技術 功率因素校正簡介 發(fā)展歷史 采用乘法器的 PFC 電路，其中特別是 Boost PFC 電路，是 20 世紀 80 年代出現(xiàn)的應用廣泛的 PFC 電路。它的顯著特點是電路工作在連續(xù)導電模式（ CCM） ,功率因素校正電路可以獲得較大的功率轉換容量，適合于 200W 以上逆變器應用，是一種技術比較成熟的 PFC電路。 要提高整流器的輸入功率因素有兩個途徑：一是輸入電流正弦花，二是 使輸入電流與輸入電壓同相位。直流濾波電容的值越大 ? RLCd 的值就越大，功率因素就越低。所以，為了提高整流器的輸入功率因素，和電壓跟隨器 PFC 電路相同，必須用有源校正電路吧整流器與直流濾波電容隔開，這就要求有源校正電路必須是 DC/DC 變換器，為了保證輸入電流正弦化并跟蹤輸入電壓，使它們的波形相同，相位差等于零，有源校正電路又必須是可控的；為了更有效地使輸入電流正弦化，是輸出功率差與輸入功率在每一瞬間都相等，有源校正電路又必須工作在高頻開關狀態(tài)。滿足上述這些要求的有源 校正電路，通過設計，幾乎所有類型的 DC/DC 開關變流器都可以實現(xiàn)功率因素校正。例如 Buck、 Boost、BuckBoost、 Cuk、 Sepic、 Zeta 變換器等。這就是說：所謂的有源功率因素校正電路實際上就是就是接在整流器與直流濾波電容之間的，采用 PWM 控制的 Buck、 Boost、BuckBoost、 Cuk,Sepic、 Zeta 等 DC/DC 變流器。 對于乘法器控制的有源校正電路，由于要對輸入電流的波形和相位進行控制，故控制吳敏華：單相電壓型 PWM 整流 10 電路必須加入市電網側輸入電流反饋的內環(huán)：為了都輸出電壓進行控制，有必須加入直流輸出 電壓反饋的外環(huán)。為了使輸入電流在波形和相位上很好地跟蹤輸入電壓，控制電路又必須工作在高頻 PWM 狀態(tài)，這樣就可以得到乘法器控制的 PFC 電路的原理圖，如圖 所示，用這樣構成的有源功率因素校正整流器其網側輸入功率因素可以提高到接近于 1，總的輸入電流波形畸變因素接近于 1，諧波含量 ＜ 3%。直流輸出電壓也可以維持在一定的范圍內。開關頻率越高，效果越明顯，當開關頻率 Fs? 249HZ 時，即可以使輸入功率因素PF? 。 功率因數(shù) 校正（ PFC）技術誕生與 20 世紀 80 年代，它采用的是高頻開關工作方式，具有體積小，重量輕，效率高，輸入功率因素接近１的有點，因而