【文章內容簡介】 的噪聲表達式，得出減小噪聲的一般方法， 說明了 最簡單的噪聲匹配理論。在這一章節(jié)中，也 說明 了 LNA 的線性度計算方法。 第三章首先介紹了 LNA 的設計指標。在原有的設計技術上， 進 一步推導出了噪聲、輸入同時 匹配的設計技術，進而推導出本文 的 LNA 設計理念。在低噪聲放大器的設計中，噪聲的設計最為重要，而晶體管的寬長比 (W/L)是決定電路噪聲系數(shù)的最要因數(shù)，而靜態(tài)工作點則主要影響到電路的功耗。在 LNA 拓撲結構的分析中，得出了一系列的設計方程，使用 Matlab 工具，則可以從仿真圖中得出了最佳的寬長比 (W/L)。本章中也 簡單說明 了 一種 恒跨導 的偏置電路設計。 第四章，利用前面三章 介紹 的設計方法設計出了兩個電路，一個是 差分電路 ，一個是 單端 電路 ，并對這兩個電路進行了比較。 其中，在 單端 電路中進行了高線性度的設計，并通過了電路 級仿真、版圖設計、版圖提取、版圖電路一致性檢查 和后模擬 。 南京郵電大學 2020 屆本科生畢業(yè)設計 4 第二章 射頻電路噪聲理論和線性度分析 評價一個射頻系統(tǒng)的性能優(yōu)劣時，兩個很重要的指標是噪聲系數(shù)和非線性失真。 在本章中，將會以大量的篇幅來論述經典的噪聲理論基礎。 噪聲理論 低噪聲放大器位于接收通道的第一級，它的噪聲特性將大大影響整個系統(tǒng)的噪聲特性。噪聲是低噪聲放大器設計中的主要考慮因素，這也是低噪聲放大器一詞的由來。另外，從總體上來說， CMOS 器件的噪聲特性比雙極型器件 (Bipolar)或 GaAs 器件的噪聲特性差，因此，對于 CMOS 低噪 聲放大器的設計，噪聲性能的優(yōu)化更是設計的重點和難點。為了進一步優(yōu)化低噪聲放大器的噪聲系數(shù)，有必要深刻理解各元件的噪聲產生機理，并精確的模擬電路中各元件產生的噪聲，估計系統(tǒng)的輸出端噪聲，這對電路的設計也是十分重要的。目前，隨著先進的亞微米 CMOS 工藝應用于射頻芯片設計， MOSFET 的高頻噪聲模型顯的更為重要，對亞微米 MOSFET 的高頻噪聲進行建模也是近年來的一個研究熱點，因此本文對 RFIC 中 MOS 管的高頻噪聲模型的并結合本文所采用的工藝進行分析總結。本章的第一節(jié)介紹噪聲的基礎理論 ； 第二節(jié)則重點討論 MOSFET 的高頻噪聲。第三章主要論述線性度的基本理論。 噪聲的表示方法 噪聲是一種隨機變量，它來源于射頻系統(tǒng)中的各元器件。對于隨機過程，不可能用某一確定的時間函數(shù)來描述。但是，它卻遵循某一確定的統(tǒng)計規(guī)律，可以利用其木身的概率分布特點來充分地描述它的特性。一般采用噪聲電壓或噪聲電流的平均值、方差、功率普密度來描述。 有噪系統(tǒng)的噪聲性能可用噪聲系數(shù)的大小來衡量。噪聲系數(shù)定義為系統(tǒng)輸入信噪功率比 ? ? iii NPSNR /? 與輸出信噪功率比 ? ? ooo NPSNR /? 的比值： ? ?? ?ooiioi NP NPSNRSNRF ??? 輸出端的信噪比輸入端的信噪比 () 噪聲系數(shù)常用分貝數(shù)表示 ： FNP NPNF oo ii lg10lg10 ?? () 可以看出，噪聲系數(shù)表征了信號通過系統(tǒng)后，系統(tǒng)內部噪聲造成信噪比惡化的程度。如果系統(tǒng)是無噪的，不管系統(tǒng)的增益多大，輸入的信號的噪聲都同樣被放大，而南京郵電大學 2020 屆本科生畢業(yè)設計 5 沒有添加任何噪聲，因此輸入輸出的信噪比相等，相應的噪聲系數(shù)為 1。有噪系統(tǒng)的噪聲系數(shù)均大于 1。 本文研究的 器件噪聲類型 在射頻集成電 路的設計中使用到的電子器件有電阻、電感、電容、晶體管 (包括雙極型晶體管和場效應晶體管 )等。在這些電子器件中存在的噪聲，按照噪聲的來源可以分為：熱噪聲、散射噪聲 (shot noise)、閃爍噪聲、散彈噪聲 (popcorn noise)等。在本論文研究的范圍內主要是考慮電阻的熱噪聲和 MOS 管的漏端溝道噪聲和柵極耦合噪聲。 熱噪聲 R ( 有 噪 )R ( 無 噪 )R ( 無 噪 )2nD2nI 圖 21 電阻的熱噪聲及其等效電路 熱噪聲是導體中電荷載流子 (電子、空穴 )無序熱運動所產生的噪聲。由于幾 乎沒有絕對零度的環(huán)境，因而導體中的熱噪聲無法避免。這種噪聲最早是 Johnson 于 1928 年由實驗觀察得到，其后 Nyquist 又從理論角度進行了定量的分析。計算一個有噪電阻在頻帶寬度為 B 的線性網絡內的噪聲時，可以看作是阻值為 R 的理想無噪電阻與一有噪聲電流源并聯(lián)，或阻值為 R 的理想無噪電阻與一個噪聲電壓源串聯(lián)，如圖 21 所示。根據(jù) Nyquist的定義，噪聲均方電壓或電流的表達式為 [2]： BRkTIn 142 ? () kTRBDn 42 ? () 式中 k 為波爾茲曼常數(shù)， KJk /103 8 23??? ， T 為絕對溫度，室溫下為 290K， B 為帶寬。當負載與信號源內阻匹配時，負載能夠得到噪聲的最大輸出功率。若把電阻 R 的熱噪聲作為噪聲源，則當此噪聲源的負載與它匹配時，它所能輸出的最大噪聲功率，或者它的額定功率為： kTBNA ? () 南京郵電大學 2020 屆本科生畢業(yè)設計 6 由 式 ()可知，它與電阻本身的大小無關，僅與溫度和系統(tǒng)帶寬有關。 在集成電路的設計中，各種元器件不可避免的都存在一定的阻抗，因此熱噪聲是最為普遍存在的一種噪聲。 MOS 噪聲模型 GSDngi gsv gsC gsm vg ndigg+ 圖 22 MOS 管的簡化噪聲模型 晶體管實際上是一個可控的電阻。尤其是 MOSFET，在強反型區(qū)，表面溝道就是一個電阻，且溝道電流主要是由偏移電流構成。因而可以推斷， MOSFET 的噪聲主要是由溝道電組的熱噪聲形成。由于柵電容的存在，溝道電阻的分布特性會將 沿溝道方向局部產生的熱噪聲通過局部柵電容耦合到柵極上去。 盡管產生熱噪聲的源只有溝道電阻，但其分布特性和與柵電容的耦合，使得用少數(shù)幾個集總元件在 MOS 模型中表征噪聲特性不那么容易。 Van der Ziel 考慮了溝道的分布特性提出了兩個噪聲源來表征的模型 [1]。一個是接在漏源之間的電流源，記為 ndi （下標 d 指漏極）；另一個是接在柵源之間的電流源，記為 ngi 。其等效電路如圖 22 所示。漏端噪聲電流的值為 BgkTi dnd 02 4 ?? () 其中， 0dg 是 0?dsV 時的共源輸出電導， γ 為工藝參數(shù)，長溝道器件 γ≈ 2/3，對于短溝器件 γ 在 2~3 之間 [5]。柵噪聲電流的均方值為： BgkTi gng ?42 ? () 0225 dgsg gCg ?? () 式中 δ 為柵噪聲系數(shù)，約為 4/3。由式 ()、 ()可以知道，柵噪聲電流與晶體管的柵源電容和工作頻率都是二次方 成 正比關系。柵噪聲電流是通過柵源電容 Cgs 產生的一種非南京郵電大學 2020 屆本科生畢業(yè)設計 7 準靜態(tài)效應引入得柵噪聲，所以式 () 與式 ()具有一定的相關性，通常用相關系數(shù) “ c”來表示。 在有關 MOS 噪聲的討論中，只需考慮溝道熱噪聲和柵漏之間的耦合噪聲。在研究MOS 管的噪聲時，可以忽略其它噪聲的影響。實際上， MOS 晶體管的柵寄生電阻的熱噪聲、襯底寄生阻抗引入的熱噪聲以及溝道熱噪聲通過背柵調劑而引入的襯底噪聲，都是不可 忽略的，它們對放大器的噪聲性能具有很大的影響。圖 23 為考慮柵阻噪聲和襯底噪聲的 MOS 管噪聲模型。 GSDngibsmb vggsC gsm vg ndiGRGi or SU Bi SU BR bsV 圖 23 考慮柵熱噪聲和襯底噪聲的 MOS噪聲模型 [1] 兩端口網絡噪聲理論 對于一個含有噪聲的二端口網絡，將噪聲用一個和信號源串聯(lián)的噪聲電壓源和一個并聯(lián)的噪聲電流源表示，從而將該網絡看作無噪聲網絡。二端口網絡由一個導納為 sY 及等效的并聯(lián)噪聲電流源 2ni 構成的噪聲源驅動。見圖 24 所示 [1,2]。 含 有 噪 聲 的二 端 口 網 絡Y ssi含 有 噪 聲 的二 端 口 網 絡Y ssi nvni( a )( b ) 圖 24 有噪兩端口網絡和它的等效表示形式 合理假設噪聲源和二端口網絡的噪聲功率不相關，可知噪聲系數(shù)的表達式為 （推導過程可以參考附錄 A） ： 南京郵電大學 2020 屆本科生畢業(yè)設計 8 222snsnsivYiiF ???? () 考慮 nv 和 ni 之間可能的相關情形，把 ni 表示成 ci 和 ui 兩個分量之和。 ci 與 nv 相關， ui 不相關，設 ncc vYi ?? ，可得： ? ? ? ?222221sncsusncsusivYYiivYYiiF ?????????? () 公式 ()包括了三個獨立的噪聲源，每個都可以看成是一個等效電阻或電導產生的熱噪聲： kTBvR nn 42? () kTBiG uu 42? () kTBiG ss 42?