【文章內(nèi)容簡介】 用兩個開關晶體管，將其連接成半橋的放大形式，適用于輸入電壓較高的場合； 全橋式，使用四個開關晶體管，將其連接成全橋的放大形式，其特點是輸出功率較大。 開關電源的發(fā)展方向 小型、薄型、輕量化 由于電源輕、小、薄的關鍵使高頻化，因此，國外目前都在致力于同步開發(fā)新型元器件，特別使改善二次整流管的損耗、變壓器及電容小型化，并同時采用表面安裝（ SMT）技術在電路板兩面布置元器件以確保開關電源的輕、小、薄。 高效率 開關電源高頻化使傳統(tǒng)的 PWM 開關（硬開關）功耗加大，效率降低，噪聲也增大了，達不到高頻、高效的預期效益，因此，實現(xiàn)零電壓導通、零電流關斷的軟開關技術將成為開關電源未來的主流。采用軟開關技術可以使效率達到 85％～ 88％ 。 高可靠性 可用模塊電源使用的元器件比線性工作電源多數(shù)十倍，因此，降低了可靠性。追求壽命的延長要從設計方面著手，而不是從使用方面著想。 模塊化 可用模塊電源組成分布式電源系統(tǒng)， 可以設計成 N+1 余電源系統(tǒng)，從而提高可靠性 ；可以做成插入式，實現(xiàn)熱交換，從而在運行中出現(xiàn)故障時能快速更換模塊插件；多臺模姚海東：基于單片機開關穩(wěn)壓電源設計 4 塊并聯(lián)可實現(xiàn)大功率電源系統(tǒng)。此外，還可以在電源系統(tǒng)建成后，根據(jù)發(fā)展需要不斷擴大容量。 低噪聲 開關電源又一缺點 是 噪聲大，單純追求電源高頻化，噪聲也隨之增大。采用部分諧振變換技術，在原理上說明可以高頻化，又可以低噪聲。但諧振變換技術也有其難點，如果難準確地控制開關頻率、諧振時增大了 元器件負荷、場效應管的寄生電容易引起短路損耗元器件熱應力轉向開關管等問題難以解決。 抗電磁干擾（ EMI） 當開關電源在高頻下工作時，其噪聲通過電 源線產(chǎn)生對其他電子設備干擾，世界各國已有抗 EMI 的規(guī)范或標準。 電源系統(tǒng)的管理和控制 應用微處理器或微機集中控制和管理，可以及時反映開關電源環(huán)境的各種變化。中央處理單元實現(xiàn)智能控制，可自動診斷故障，減少維護工作量，確保正常運行。 安徽工程大學畢業(yè)設計（論文） 5 第 2 章 設計方案比較與論證 DCDC 主回路拓撲的方案選擇 DCDC 變換有隔離和非隔離兩種。輸入輸出隔離的方式雖然安全，但是由于隔離變壓器的漏磁和損耗等會造成效率的降低，而本題沒有要求輸入輸出隔離，所以選擇非隔離方式，具體有以下幾 種方案： 方案一： 降壓斬波電路（ Buck Chopper） 。 開關管 T1 受占空比為 D 的 PWM 波的控制，交替導通或截止，再經(jīng) L和 C 濾波器在負載 R 上得到穩(wěn)定直流輸出電壓 0U 。該電路屬于降壓型電路，達不到題目要求的 3036V的輸出電壓。 如 圖 11 所示。 圖 21 降壓斬波電路 方案二：升壓斬波電路（ Boost Chopper）。并聯(lián)開關電路原理與串聯(lián)開關電路類似，但此電路為升壓型電路，開關導通時電感儲能，截止時電感能量輸出。只要電感繞制合理，能達到題目要求的 3036V，且輸出電壓 0U 呈現(xiàn)連續(xù)平滑的特性。如圖 12 所示。 圖 22 升壓斬波電路 姚海東：基于單片機開關穩(wěn)壓電源設計 6 圖 23 升壓降壓電路 方案三：升降壓斬波電路（ BoostBuck Chopper）。實際上此電路是在串聯(lián)開關電路后接入一個并聯(lián)開關電路。用電感的儲能特性來實現(xiàn)升降壓，電路控制復雜。如圖 13所示。 由于本題只需升壓，故選擇方案二。 控制方法的方案選擇 方案一：采用單片機產(chǎn)生 PWM 波 ,控制開關的導通與截止。根 據(jù) A/D 后的反饋電壓程控改變占空比，使輸出電壓穩(wěn)定在設定值。負載電流在康銅絲上的取樣經(jīng) A/D 后輸入單片機，當該電壓達到一定值時關閉開關管，形成過流保護。該方案主要由軟件實現(xiàn)，控制算法比較復雜，速度慢，輸出電壓穩(wěn)定性不好，若想實現(xiàn)自動恢復，實現(xiàn)起來比較復雜。 方案二：采用恒頻脈寬調制控制器 TL494，這個芯片可推挽或單端輸出，工作頻率為 1300KHz，輸出電壓可達 40V， 內(nèi)有 5V的電壓基準，死區(qū)時間可以調整，輸出級的拉灌電流可達 200mA，驅動能力較強。芯片內(nèi)部有兩個誤差比較器，一個電壓比較器和一個電流比 較器。電流比較器可用于過流保護，電壓比較器可設置為閉環(huán)控制，調整速度快。 鑒于上面分析，選用方案二。 單片機的選擇 方案一：采用 AT89C51 單片機進行控制。 AT89C51 價格低廉，結構簡單 ,且資料豐富。但是基本已被市場淘汰。 方案二：采用 AT89S52 單片機進行控制。 AT89S52 是 AT89C51 的升級產(chǎn)品，其內(nèi)存是 51 的一倍，還多了一個定時器 T2，而且多一個看門狗 ， 在掉電、數(shù)據(jù)指針等方面還有一些改進。 鑒于上面分析，選用方案二。 安徽工程大學畢業(yè)設計（論文） 7 顯示模塊的方案選擇 方案一：采用 LED 顯示器顯示。 LED 雖然 在亮度、功耗、可視角度和刷新速率等方面都更具優(yōu)勢 ；但是 因為集成度更高 的 LED，其 分辨率一般較低，價格也比較昂貴 。 方案二： 采用 12864 點陣 LCD 液晶顯示， 其有著 可視面積大，畫面效果好，抗干擾能力強，調用方便簡單 等優(yōu)點，而且相對于 LED 顯示器其價格比較低廉。比較適用于本設計。 鑒于上面分析，本設計采用方案二。 系統(tǒng)整體框圖 鑒于上面的分析，系統(tǒng)的整體框圖如圖 24 所示。 圖 24 系統(tǒng)整體框圖 DC/DC PWM 單片機 D/A 負載 A/D 鍵盤輸入 輸出顯示 ~220V 隔離變壓器 ~18V 整流濾波 姚海東：基于單片機開關穩(wěn)壓電源設計 8 第 3 章 硬件系 統(tǒng)設計 整流濾波電路的設計 本設計的電源輸入為 220V的電網(wǎng)電壓（即市電），根據(jù)設計任務需要將市電轉化為18V的交流電，所以先需要通過電源變壓器降壓，再對交流電壓進行處理。 本設計采用橋式整流電路把交流電轉化成直流電，如圖 31 所示。橋式整流與半波整流的相比，輸出電壓的脈動小很多。由于還需要進行 DCDC 的 精 確變換，對直流的要求不是很高，所以在整流后只 加上 一個電容進行 濾波，以減小整流后直流電中的脈動成分。 圖 31 橋式整流電路 整流濾波之后的波形如圖 32 所示。 圖 32 整流與濾 波后的電壓波形圖 安徽工程大學畢業(yè)設計（論文） 9 DCDC 主回路的拓撲結構 并聯(lián)開關型穩(wěn)壓電路 的拓撲結構 如圖 33 所示。其中 輸入電壓的 Ui 為直流供電電壓 ， 晶體管 T 為開關管 ，開關管的基極信號 Bu 為矩形波 （也是 PWM 的輸出）， 電感 L和電容 C 組成濾波電路 ， D 為續(xù)流二極管 。 圖 33 DCDC 拓撲結構 圖 34 中， T 管的工作狀態(tài)受 Bu 的控制 。 當 Bu 為高電平時 ， 飽和導通 ， Ui 通過 T給電感 L充電儲能 ， 充電電流幾乎線性增大 ； D 因受到反壓截止 ； 濾波電容 C 對負載電阻放電 ， 等效電路如 (a)所示 ； 當 Bu 為低平時 ， T 截止 ， L產(chǎn)生感生電動勢 ， 其方向阻止電流的變化 ， 因而電流與 Ui 同方向 ， 兩個電壓相加后通過二極管 D 對 C 充 電 ， 等效電路如 (b)所示 。 所以 ， 無論 T 和 D 的狀態(tài)如何 ， 負載電流方向始終不變 。 圖 34 DCDC 結構的等效電路 經(jīng)過分析 ， 可以得出控 制信號 Bu ， 電感上的電壓 Lu 和輸出電壓 0U 的波形 ， 只有當L足夠大時 ， 才能升壓 ， 并且只有當 C 足夠大時 ， 輸出電壓的脈動才可能足夠小 ； 當 Bu的周期不變時 ， 其占比愈大 ， 輸出電壓將愈高 。 在其工作原理下 ， 當開關晶體管導通期間 ， 輸入電壓 Ui 加到儲能電感 L 的兩端 (這里忽視了 T 的飽和壓降 )， 二極管 DV 因被反向偏置而截止 。 在此期間流過 L 的電流 LI 為近似線性增加的鋸齒形電流如 (b)， 并以磁能的形式儲能存在 L中 。 在這期間 LI 的變化值為 姚海東：基于單片機開關穩(wěn)壓電源設計 10 △L1I= LUt ion* () 在開關 晶體管 T 截止時 ， 儲能電感 L 兩端的電壓極性相反 ， 此時二極管 DV 被正向偏置而導通 。 儲能在 L 中的能量通過二極管的 DV 輸送給負載電阻 LR 和濾波電容 OC 。 在此期間 L中的泄放電流 LI 是鋸齒形電流的線性下降部分 ， 這期間電流 LI 變化 △12LI= LUt ioff * () 同理 ， 當開關 晶體管 T 的導通期間在儲能電感 L中增加的電流數(shù)值應該等于開關等于截止期間在儲能電感 L減少的電流值 。 只有這樣才能達到動態(tài)平衡 ， 才能給負載電阻 LR 提供一個穩(wěn)定的輸出電壓 。 所以有△1LI=△12LI．即 LUt ion *= LUt ioff *。 因為 ont =T*q 和oft =T*(1q)。 整理得 0U = qqUUttiiof fon ?? 1** () 占空比 :設晶體管 T 的開關轉換周期 T， 導通其的時間為 ont ,截止期的時間為 oft ,占空比為 q(q= Tton )。 是輸出電壓與輸入電壓的關系 。 主回路器件的選擇及參數(shù)計算 開關 晶體管 T 的選擇 由 DCDC 拓撲結構 圖 (圖 33)可見 ， 開關管 T 上所承受的最大電壓 為 Ui ， 因為上式的輸出和輸入電壓之間的關系 。 考慮到輸入電壓有 10%的波動 ， 電感 L上的反峰尖刺電壓為穩(wěn)定壓值的確 20%。 開關 晶體管 T 上所承受的電壓實際為 * = 。 通常選擇時對管子的有 一定的裕量 。 所以取其工作電為 80%的額定電壓值 ， 則有 = () 即 UCEQ = Ui *()= iU = 0U *qq?1 () CEQU =*36? 60V () 電極電流的計算 同理從并聯(lián)型原理圖可見 。 在晶體管導通期間 ， 流過開關 晶體管 T 的電流也就是在該期間內(nèi)流過儲能電感 L中的電流 ， 也就是輸入電流從 iI 。 如果 ， 不考慮電路中的其它耗散功率時 iI =ioo UUI *= oIqq?1 () 當選擇管子在實際工作時 ， 也考慮一定的裕量 ， 應該把工作電流取為 80%額定電流值 。 所以 oI =qq?1 oI () 安徽工程大學畢業(yè)設計（論文） 11 cI = ioo UUI * = oI * qq?1 =*2? () 極管 DV 的選擇 、 反相電壓的計算 DU 在開關 晶體管 T 導通期間 ， 二極管因 DV 反相偏置而截止 ， 此時 DV 上所受的電壓為輸出電壓 DU 。 此外 ， 在選擇二極管時 ， 都應該有一定的裕量 ， 一般留 20%的裕量 ， 所以二極管的反向耐壓為 DU = oU*801 ? = 0U =*36? 45V （ ） 正向導通電流 DＩ = ? ?１－ｑ２ ｑＩ＝２ＵＵＩ ０ｉ００ ? 1A （ ） 濾波電容 C 的選擇 并聯(lián)型開關穩(wěn)壓電源達到穩(wěn)定狀態(tài)后 ， 輸出電壓穩(wěn)定在所設計的恒定電壓值 0U 上 ，此 處支流電流 為 0U 。由于在 開關管 T 導通期間全部負載電阻 LR 上的電流 0I 都是由電容C 供給的，所以這時候電容 C 上的電流就等于電源的輸出電流 0I ，并且在這期間電容 C上的電壓變化量為輸出電壓的波紋電壓值 △ 0U ，此時我們就如下的關系式 △ 0U = CqTICtI on 00 ? =1V （ ） 所以 C=）U（UUf UI i?? 00 00=2200uF （ ） 耐壓