有源箝位zvspwm控制串聯(lián)諧振變換器中提高同步整流效(編輯修改稿)
2024-09-03 10:44 本頁(yè)面
【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 FET會(huì)一直保持開通。因此，圖3中模態(tài)5及模態(tài)6能量回饋的現(xiàn)象出現(xiàn)了。環(huán)流增加了能量損耗，導(dǎo)致效率的下降。產(chǎn)生環(huán)流的波形如圖4所示。32占空比D的范圍能流回饋現(xiàn)象依賴于主開關(guān)管的占空比。于是，抑制能流回饋現(xiàn)象出現(xiàn)的合適占空比即是在模式Ⅱ中，必須在模態(tài)5出現(xiàn)之前直接從模態(tài)3到模態(tài)4。據(jù)這一條件，則模態(tài)3必須在1/（2fr）內(nèi)完成，即必須在一半諧振周期內(nèi)完成模態(tài)3。fr由Lr，Cr決定，若開關(guān)周期由Ts表示，則這一關(guān)系由下式表示(a)模態(tài)1(b)模態(tài)2(c)模態(tài)3(d)模態(tài)4(e)模態(tài)5圖4產(chǎn)生環(huán)流的波形（Vin=60V）(f)模態(tài)6模態(tài)6的出現(xiàn)。因此有（1－D）Ts1/（2fr）（4）考慮到Ts=1/fs，則式（3）和式（4）決定了占空比D的范圍[1－fs/（2fr）]Dfs/（2fr）（5）從式（5）中可以看出，擴(kuò)大占空比范圍的最簡(jiǎn)單方式是增大開關(guān)頻率fs。然而，當(dāng)開關(guān)頻率fs偏離諧振頻率太大時(shí)，則輸出電壓會(huì)按式（1）和式（2）的規(guī)律下降。如用表1中的數(shù)值，則占空比的范圍計(jì)算結(jié)果是D（6）對(duì)于由式（6）所給的占空比，變換器能恰好工作于沒(méi)有能量環(huán)流的狀態(tài)。然而，當(dāng)輸入電壓變化范圍和負(fù)載范圍變化更大時(shí)，為了調(diào)節(jié)輸出電壓，必須要擴(kuò)大占空比的范圍。為避免在擴(kuò)大占空比的范圍時(shí)導(dǎo)致效率的急劇下降，則必須采取新的方法來(lái)克服這種情況。表2變換器工作模式模式模態(tài)轉(zhuǎn)換次序條件Ⅰ1－2－3－5－1D=(Vin=60V)Ⅱ1－2－3－4－1D=(Vin=48V)Ⅲ1－6－3－4－1D=(Vin=40V)4提高效率的兩種方案41倍流型整流電路為避免效率下降,我們使用了一種倍流[6]同步整流電路的ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器,如圖5所示。這種變換器的工作模態(tài)見(jiàn)圖6。其仿真參數(shù)值與表1給出的基本相同，兩個(gè)電感LO1和LO2仿真參數(shù)是7μH。變換器的模態(tài)轉(zhuǎn)換順序總是1－2－3－4。在這種整流電路中，能流回饋現(xiàn)象不再存在。因而，效率下降的原因被消除了。其工作模態(tài)簡(jiǎn)要介紹如下：1）模態(tài)1這一模態(tài)表示了從S4到S3換流的過(guò)圖3圖1所示變換器的工作
試題試卷相關(guān)推薦
鄂ICP備17016276號(hào)-1