【文章內容簡介】 為一次側電流太小不能提供負載電流，因此，二極管VD1和VD2同時導通，二次側電壓鉗位至零，一次側電壓也變?yōu)榱?。變壓器的勵磁電流繼續(xù)保持不變，流經二極管VD1,即ip=0。根據變壓器一、二次側電流關系，流過二極管VD1的電流為 (223)流過二極管VD2的電流為 (224)T7時刻，開通開關器件S1，開始下一個開關周期。 有源箝位正激變換器典型參數分析基于以上對有源箝位正激變換器的工作過程分析，我們可以推導出變換器參數計算公式。 箝位電容C的箝位電壓UC的計算 變壓器一次繞組所加的正負電壓伏秒積保持相等，變壓器才可以完全磁通復位。因為開關狀態(tài)3和6的時間相對于開關狀態(tài)4和5來說很短，在分析過程中，可將其忽略，如此 (225)當輸入電壓最小時，占空比將會達到最大值，此時留給變壓器磁通復位時間最短。為了在最短時間內完成磁通復位，箝位電容電壓最大值為 (226) 箝位電容C的選型計算 在分析工作過程時，認為C足夠大，其兩端電壓看作保持不變。然而實際應用電路當中，箝位電容的電壓有一定的波動。在開關狀態(tài)4，箝位電容C充電，電壓會升高，在開關狀態(tài)5，箝位電容C放電，電壓會降低。如此電壓波動為 (227)假如不考慮開關狀態(tài)6對勵磁電流的影響，有 (228) 將式(223)和(228)代入式(227),有 (229)△UC和UC的比值是： (230)理論上，△UC和UC的比值的最大值為 (231)如果取△UC和UC的比值的最大值小于等于10%，可得到 (232) 開關器件S1和S2驅動延遲時間的計算 開關器件S1和S2驅動信號的延遲時間τ1和τ2的合理設計是保證有源箝位單端正激變換器高效工作的關鍵技術。延遲時間[7]過大，影響有效占空比。延遲時間過小，滿足不了要求。開關器件S2關斷到S1開通的時間間隔為 (233)式(233)為結電容Cs和Lm諧振的1/4周期。事實上，這是滿足UC下降到零的極端條件。開關器件S1的觸發(fā)信號給出后，變壓器的勵磁電感并沒有馬上變?yōu)槌潆姞顟B(tài)，而是繼續(xù)處于放電狀態(tài)一定時間后才轉為充電狀態(tài)，這就產生占空比丟失問題，占空比丟失的這段時間也即為式(233)中的τ2。開關器件S1關斷到S2開通的時間間隔為T3T1＜τ2＜T4T1,假如忽略T2T1，則T3T1≈T3T2≈T6T5，如此可得 (234)在實際計算過程中，式(233)和(234)可按最壞情況(Vi=Vdin(min),D=Dmax,Uc=Ucmax)來調節(jié)延遲時間常數。 變壓器磁芯參數分析高頻變壓器作為能量傳送、升降壓及電氣隔離的磁性元件，在開關電源中非常重要。其性能好壞不僅關系到變壓器本身的效率、發(fā)熱等問題，而且將決定著整個逆變器的技術性能，甚至導致功率管的損壞和逆變失敗。因此，研究變壓器的設計方法還是十分必要的，首先我們來研究變壓器磁芯。確定磁芯尺寸有兩種途徑[8]：第一種途徑是按制造廠商提供的圖表，依據各種磁芯可傳遞的能量來選擇磁芯。這種方法的優(yōu)點是能快速確定磁芯使用的范圍，為設計節(jié)省時間。缺點是選擇較模糊，不能準確確定需要磁芯結構類型，不利于某些參數推算。第二種途徑是計算方式:目前主要有兩種方法：第一種是先求出磁芯窗口面積AW與磁芯有效截面積Ae的乘積AP，根據AP值查表確定所需磁性材料的編號，稱為AP法。 第二種方法是先求出幾何參數，查表找出磁芯編號，然后進行設計，又稱為KG法。下面推導兩種設計方法具體計算過程： AP法計算推導 根據法拉第電磁感應定律，在開關工作時，原邊電壓UP為 (235)式中 UP變壓器原邊電壓,單位 V Kf 波形系數，,方波時為4Np變壓器一次側匝數 fs開關器件工作頻率，單位Hz Bw工作磁通密度，單位T Ae磁芯有效面積，單位m2 磁芯的窗口面積AW乘以使用系數K0為有效面積, 該面積為一次側繞組占據的窗口面積與二次側繞組占據的窗口面積之和 (236)式中 使用系數(),一般與線徑、繞組數有關， 一次側繞組每匝所占的面積 磁芯窗口面積 二次側繞組每匝所占的面積每匝所用面積與流過該匝的電流和電流密度的關系為: (237) (238)整理以上各式得到： (239)式中 變壓器窗口面積和磁芯截面積的乘積 一次側和二次側的功率之和 式(239)表明，乘積受窗口面積使用系數、波形系數 、開關器件工作頻率、工作磁通密度、電流密度的影響。又因為電流密度直接影響溫度變化，進而影響，可表示為： (240)式中 電流密度比例系數 常數，通常由磁芯決定,如表21所示表21 各種磁芯結構常數磁芯種類損耗((允許溫升25℃)XKSKW KV 一般罐型磁芯PCU = PFe43348鐵粉磁芯PCU≥PFe403金屬疊片磁芯PCU = PFe366C型鐵芯PCU = PFe323帶繞鐵芯PCU = PFe25025根據以上各式可得 (241)式中 的乘積(cm4) 之和，稱為變壓器的視在功率，單位為W對于不帶中間抽頭的變壓器視在功率為： (242)通過計算得到值，查表選擇合適的鐵氧體的的乘積，一般盡量選擇窗口長寬比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數較高，同時可盡量減小漏感。 幾何參數法計算推導 此法又稱為法，變壓器滿載時與空載時輸出電壓是有差異的，其大小反應電路內阻的影響，可以用電壓調整率來表示： (243)式中 空載時變壓器輸出電壓，單位 V 滿載時變壓器輸出電壓，單位 V 各繞組的內阻假定變壓器一次側和二次側匝數相等，則 (244)變壓器一次側繞組電阻可表示為 (245)式中 電阻率，銅質的電阻率一般為 106Ωcm 每匝導線平均長度，單位cm 一次側繞組的窗口有效使用系數(＜1/2)由法拉第電磁感應定律可得： (246)由式(245)和(246) 可以得： (247)式(247)中假設原邊、二次側的使用系數相同，為總的窗口使用系數的1/2，則。令： (248) (249)又因為,根據式(247)式，代入式(248)式和(249)，則可得： (250)則幾何參數為： (251)通過已知參數求出的值，然后可求出磁芯的其它參數，最終查表選擇合適的磁芯。本文利用法計算高頻變壓器各項參數，法在本文不做計算。 本章小結本章主要內容首先是對正激變換器的各種變壓器磁通復位技術的優(yōu)缺點進行比較，在此基礎上選擇有源箝位正激變換器作為此次設計的主拓撲。然后，對其工作過程進行了詳細分析，從而推導出其典型參數的計算公式。最后，對高頻變壓器的磁芯確定方法進行了初步學習，推導了法計算公式，為以后變壓器的設計打好前期基礎。63 第3章 控制電路 第3章 控制電路 驅動脈沖調制方式分析控制電路是高頻開關電源很重要的部分,是電源系統(tǒng)可靠工作的保證。 開關電源的控制方式基本上都采用時間比率控制()方式，根據對輸出電壓平均值進行調制的方式不同，這種控制方式又大致可分為三大類:脈寬調制、脈頻調制和調寬調頻混合電路[8]。 PWM脈沖寬度調制()調制方式就是控制芯片根據輸入電壓的變化，使輸出脈沖寬度發(fā)生變化的一種調制方式。在調制期間脈沖周期是固定不變的。不論是負載電流發(fā)生變化，還是輸入電壓發(fā)生變化，都會引起輸出電壓的變化，通過反饋采樣這個變化，然后經過穩(wěn)壓控制系統(tǒng)，最終使輸出脈沖寬度改變，從而達到輸出穩(wěn)定電壓的目的。脈沖寬度調制變化如圖31所示，不變，發(fā)生變化，即脈沖寬度改變。圖31 調制方式 PFM脈沖頻率調制()調制方式就是控制芯片根據輸入電壓的變化，使輸出脈沖周期發(fā)生變化的一種調制方式。脈沖頻率調制變化如圖32所示，不變，即脈沖寬度不變化，而周期發(fā)生變化，即頻率改變。圖32 調制方式 PWMPFM脈寬脈頻綜合調制脈寬脈頻綜合調制方式就是控制芯片根據輸入電壓的變化，不但使輸出脈沖寬度發(fā)生變化，而且頻率也同時發(fā)生變化的一種調制方式。調制方式是同時改變周期和導通時間兩個參數來實現輸出電壓的穩(wěn)定。兼有和的優(yōu)點，調制過程如圖33所示。圖33 綜合調制方式目前,以脈沖寬度調制應用最多，其基本原理圖如下圖34所示。圖34 脈沖寬度調制基本原理圖基準電壓:芯片內大部分電路由它供電,同時,兼作誤差放大器的基準電壓輸入。振蕩器:由恒流充電快速放電電路以及電壓比較器組成,振蕩頻率由外接元件所決定,頻率。誤差放大器:將取樣電壓和基準電壓比較放大,送至脈寬調制電路輸入端。脈寬調制器:輸入為誤差放大器輸出。輸出分兩路,一路送給門電路,另一路送給振蕩器輸入端。門電路:門電路輸入分別受分頻器和脈寬調制器的輸入控制。分頻器:將振蕩器的輸入分頻后輸出,控制門電路輸出脈沖的頻率。 開關電源