【文章內容簡介】 電流和電壓反向，負載電感中儲存的能量向直流側反饋。VDVD2稱為反饋二極管，還使負載電流連續(xù)，因而又稱續(xù)流二極管。 圖27 單相半橋電壓型逆變電路及其工作波形 優(yōu)點：簡單，使用器件少。 缺點：輸出交流電壓的幅值Um僅為Ud/2，且直流側需要兩個電容器串聯(lián)，工作時還要控制兩個電容器電壓的均衡。常用于幾千瓦以下的小功率逆變電源。 單相全橋、三相橋式都可看成若干個半橋逆變電路的組合。 全橋逆變電路 電壓型全橋逆變電路如圖28a可以看成由兩個半橋電路的組合而成。把橋臂1和4作為一對，橋臂2和3作為另一對，成對橋臂同時導通，兩對交替各導通180176。輸出電壓uo波形和圖28b的半橋電路的波形uo形狀相同，但其幅值高出一倍，Um=Ud。輸出電流io波形和圖28b中的i0形狀相同，幅值增加一倍，輸出電壓波形的的定量分析：把幅值為Ud的矩形波u0展開成傅里葉級數得其中，基波的幅值Uo1m和基波有效值Uo1分別為 上述公式對于半橋逆變電路也是適用的，只是式中的Ud要換成Ud/2。uo為正負電壓各180176。的脈沖時，要改變輸出電壓有效值只能改變直流電壓Ud來實現。在阻感負載時，還可以采用移相的方式來調節(jié)逆變電路的輸出電壓，這種方式成為移相調壓。移相調壓實際上就是調節(jié)輸出電壓脈沖的寬度。在圖26a的單相全橋逆變電路中，各IGBT的柵極信號為180176。正偏，180176。反偏，且V1和V2的柵極信號互補，V3和V4的柵極信號互補。V3的基極信號比V1落后θ（0θ180176。)，VV4的柵極信號分別比VV1的前移了180176。－θ，輸出電壓uo是正負各為的脈沖，改變θ即可調節(jié)輸出電壓有效值。各IGBT的柵極信號uG1~uG4及輸出電壓uo、輸出電流io的波形如圖26b所示。 圖28 單相全橋逆變電路的移相調壓方式 逆變器的調制方式 方波逆變器輸出的交流電壓波形為方波，占空比不可調。此類逆變器所使用的逆變線路也不完全相同，但共同的特點是線路比較簡單，使用的功率開關管數量很少。這類逆變器還有調壓范圍不夠寬，保護功能不夠完善，噪聲比較大等缺點，設計功率一般在百瓦至千瓦之間。 SPWM法就是用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷,使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區(qū)間內的面積相等,通過改變調制波的頻率和幅值則可調節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。 SVPWM (空間電壓矢量控制PWM)調制也叫磁通正弦PWM法，它以三相波形整體生成效果為前提,以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的,用逆變器不同的開關模式所產生的實際磁通去逼近基準圓磁通,由它們的比較結果決定逆變器的開關,形成PWM波形。此法從電動機的角度出發(fā),把逆變器和電機看作一個整體,以內切多邊形逼近圓的方式進行控制,使電機獲得幅值恒定的圓形磁場(正弦磁通)。它提出主要是為解決電機變頻驅動問題，現已被用到PWM逆變和PWM整流技術中。第3章 PWM控制技術 SPWM調制與實現原理，為了輸出逆變器所需要的正弦波，將等腰三角形作為載波(Carrier wave)，正弦波為調制波(Modulation wave)，正弦調制波與三角載波的交點確定了逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得了一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形，按照面積等效原理，每一個矩形波的面積與相應位置的正弦波面積相等，因此，該序列脈沖與期望的正弦波等效，這就是正弦脈寬調制原理。本文采用的是雙極性方式,即在正弦調制波的半個周期內，三角載波在正負之間變化。 雙極性SPWM調制原理SPWM數學模型的建立有多種方法:面積等效法、自然采樣法以及對稱規(guī)則采樣法。自然采樣法雖然能真實反映脈沖序列產生和結束的時刻,但是計算相對復雜。對稱規(guī)則采樣法是從自然采樣法演變而來,因其計算簡單,誤差較小,被廣泛應用于實際工程項目中。本文所采用的就是對稱規(guī)則采樣法，； 規(guī)則采樣法在三角波的負峰時刻對正弦信號波采樣而得到D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A點和B點，在A點時刻和B點時刻控制開關器件的通斷。在每個載波周期用同樣的方法采集輸出脈沖,即得到正弦脈寬調制波形序列。設正弦調制波的函數為： （31）Ur為正弦調制波的峰值；為調制度，為正弦調制信號波角頻率；： （32）即 （33） 軟件程序設計由于產生的SPWM波形是一組占空比連續(xù)變化的脈沖序列,在編寫程序的時候必須考慮到實時更新比較寄存器的值。系統(tǒng)軟件編程包括主程序和中斷子程序,主程序實現以下功能:系統(tǒng)初始化、周期寄存器的初值給定、中斷方式設定等。中斷程序的功能是:更新比較寄存器的值以及清除中斷標志。 程序流程圖有兩種方法可以實現中斷程序中比較寄存器的賦值: (1)實時計算法；(2)查表更新法。實時計算法的優(yōu)點在于計算精度相對較高,實時性以及程序的靈活性較好；缺點在于,實時計算電平翻轉時間點耗費大量的CPU時間,與中斷程序快進快出的原則有悖,且有可能會因為處理中斷程序的時間過長而導致脈沖丟失。查表更新法的原理是預先計算出各個頻率下每個載波周期中的比較值,以數組的形式存儲起來,在中斷程序中直接調用數組。雖然此法增大了存儲空間,但是這種以空間換取速度以及穩(wěn)定性的方法具有較好實際應用效果。 正弦脈寬調制的生成　PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。1）計算法根據正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數，準確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。缺點：繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化2）調制法輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱；與任一平緩變化的調制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求。調制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波；調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。結合IGBT控制電壓型逆變器為阻感負載時，作時V1和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補?？刂埔?guī)律：uo正半周，V1保持通態(tài)，V2保持斷態(tài)，V3和V4交替通斷，因為負載電流比電壓滯后，因此在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負。在負載電流為正區(qū)間，V1和V4導通時，負載電壓uo等于Ud；V4關斷時，負載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0。在負載電流為負的區(qū)間，仍為V1和V4導通時，因io為負，故io實際上從VD1和VD4流過，仍有uo=Ud；V4關斷，V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0，這樣uo總可得到Ud和零兩種電平。uo負半周，讓V2保持通態(tài)，V1保持斷態(tài)，V3和V4交替通斷，負載電壓uo可得Ud和零兩種電平。 單相橋式PWM逆變電路雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在ur半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負。在ur一周期內，輸出PWM波只有177。Ud兩種電平，仍在調制信號ur和載波信號uc的交點控制器件通斷。ur正負半周，對各開關器件的控制規(guī)律相同，當uruc時，給V1和V4導通信號，給V2和V3關斷信號，如io0，則V1和V4導通，如io0，則VD1和VD4導通，uo=Ud。當uruc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號，如io0，則V2和V3通，如io0，則VD2和VD3導通，uo=﹣Ud。 規(guī)則采樣法按SPWM基本原理，自然采樣法中要求解復雜的超越方程，難以在實時控制中在線計算，工程應用不多。 規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法特點是一種應用較廣的工程實用方法，其效果接近自然采樣法，但計算了卻比自然采樣法小的多。規(guī)則采樣法原理：圖37，三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期tc。自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期中點（即負峰點）重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖中點為相應三角波中點，計算大為簡化。三角波負峰時刻td對信號波采樣得D點，過D作水平線和三角波交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制器件的通斷，脈沖寬度和δ用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。規(guī)則采樣法計算公式推導：正弦調制信號波公式中，a稱為調制度，0≤a＜1；ωr為信號波角頻率。因此可得： () 三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度 () 同步調制和異步調制在SPWM逆變器中，載波頻率fc與調制信號頻率fr之比N＝fc/fr，稱為載波比。根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，SPWM逆變器調制方式分為異步調制和同步調制。載波信號和調制信號不同步的調制方式即為異步調制。通常保持載波頻率fc固定不變，當調制信號頻率fr變化時，載波比N是變化的。當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數較多，脈沖不對稱產生的不利影響都較小，當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大，還會出現脈沖的跳動。同時，輸出波形和正弦波之間的差異也變大，電路輸出特性變壞。對于三相逆變器來說，三相輸出的對稱性也變差。因此，在采用異步調制方式時，希望盡量提高載波頻率，以使在調制信號頻率較高時仍能保持較大的載波比，從而改善輸出特性。載波比N等于常數，并在變頻時使載波和信號波保持同步的調制方式稱為同步調制。在同步調制方式中，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數固定。在三相SPWM逆變電路中通常共用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出對稱。為了克服上述缺點，通常采用分段同步調制的方法，即把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段N不同。在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低；為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調制比異步調制復雜，但用微機控制時容易實現。可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結合起來，和分段同步方式效果接近。第4章 系統(tǒng)組成及設計 系統(tǒng)控制方案 　　按照選定的模式自舉加載程序，跳轉到主程序入口，進行相關變量、控制寄存器初始化設置和正弦表初始化等工作。接著使能需要的中斷，啟動定時器，然后循環(huán)進行故障檢測和保護，并等待中斷。主要包括三部分內容：定時器周期中斷子程序、A/D采樣子程序和數據處理算法。 主程序流程圖 定時器周期中斷子程序 　　主要進行PI調節(jié)，更新占空比，產生SPWM波。 定時器周期中斷流程圖 A/D采樣子程序 　　主要完成線電流采樣和線電壓采樣。為確保電壓與電流信號間沒有相對相移，本部分利用TMS320F28335片上ADC的同步采樣方式。為提高采樣精度，在A/D中斷子程序中采用均值濾波的方法。對A相電壓和電流A/D的同步采樣部分代碼如下： 數據處理算法 本系統(tǒng)主要用到以下算法：（1）SVPWM算法（2）PID調節(jié)算法（3）頻率檢測算法 (1)SVPWM算法 S