【文章內(nèi)容簡介】 Lp和Llk中，當開關(guān)管關(guān)閉時，Lp中的能量將轉(zhuǎn)移到副邊輸出,但漏感Llk中的能量將不會傳遞到副邊。如果沒有RCD箝位電路，Llk 中的能量將會在開關(guān)管關(guān)斷瞬間轉(zhuǎn)移到開關(guān)管的漏源極間電容和電路中的其它雜散電容中，此時開關(guān)管的漏極將會承受較高的開關(guān)應(yīng)力。若加上RCD 箝位電路，Llk中的大部分能量將在開關(guān)管關(guān)斷瞬間轉(zhuǎn)移到箝位電路的箝位電容上，然后這部分能量被箝位電阻Rc消耗。這樣就大大咸少了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。 三、 RCD 箝位電路的設(shè)計 在RCD 箝位電路中電阻 Rc和電容Cc的取值都比較大，因此，箝位電容Cc上的電壓在每個開關(guān)周期不會有較大的變化，這樣，我們可以用一個恒定值 Vclamp來表示箝位電容兩端的電源。在此基礎(chǔ)上我們可以按以下幾個步驟來設(shè)計RCD箝位電路。 步驟一：確定箝位電壓Vclamp 圖2表示的是采用RCD 箝位的反激變換器的開關(guān)管的漏極電壓。 圖中：VOR：次級到初級的折射電壓 Vclamp：箝位電容Cc兩端的箝位電壓 VBR(DSS)：開關(guān)管的漏源極擊穿電壓 VINMAX：最大輸入直流電壓 由圖可見，箝位電壓Vclamp與開關(guān)管的VBR(DSS)及輸入最高電壓有關(guān)，可用下式來確定Vclamp的大小 步驟二：確定初級繞組的漏感量Llk 初級繞組的漏感量可以通過測試來獲得，常用方法是，短路各個次級繞組測試此時的初級繞組的感量，這個值就是初級繞組的漏感量。需要注意的是，測試頻率應(yīng)采用變換器的工作頻率。 當然，批量生產(chǎn)時不可能采取逐個測試的方法，這時，可確定一個百分比來估計整個批次的漏感值，這個百分比通常是在1%5%。 步驟三：確定箝位電阻Rc 前文提到，箝位電容Cc兩端的電壓可用恒定值Vclamp表示，因此箝位電阻消耗的功率為： 式中：PRclamp：箝位電阻消耗的功率 另一方面從能量守恒原則考慮，存在以下關(guān)系： 式中：WRclamp：箝位電阻消耗的能量 Wl：初級繞組漏感中存儲的能量 VOR：次級到初級的折射電壓。 Vclamp：箝位電壓 將能量轉(zhuǎn)換為平均功率則(3)式可變?yōu)椋?式中：fs：變換器的工作頻率 Llk：初級繞組的漏感量 Idspeak：開關(guān)管的最大峰值電流(即低壓滿載時的峰值電流) 這樣由(2)、(4)式就可得到箝位電阻的計算公式： 步驟四：確定箝位電容Cc 箝位電容Cc的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時自身的脈動電壓足夠小，通常取這個脈動電壓為箝位電壓的5%10%,這樣，我們就可通過下式來確定Cc的最小值。 式中：Cc：箝位電容 Vclamp：箝位電壓 △Vclamp：箝位電容上的脈動電壓 Rc：箝位電阻 fs：變換器的工作頻率 步驟五：實驗驗證 上述計算結(jié)果，應(yīng)該在實驗中得以驗證，此時應(yīng)該觀察各種輸入電壓及負載情況下的箝位電壓波形，同時還要考慮元器件的選型是否合理，比如，箝位電阻的功率選擇應(yīng)考慮1/3降額使用，箝位電容應(yīng)選擇具有低的串聯(lián)等效電阻和低的等效電感的電容，箝位二極管應(yīng)選擇反向擊穿電壓高于開關(guān)管的漏源擊穿電壓且反向恢復時間盡可能短的超快恢復二極管。另外，上述計算過程并沒有考慮寄生參數(shù)的影響 ，所以我們應(yīng)以計算值為基礎(chǔ)，根據(jù)實驗的情況適當調(diào)整，很快就可得到滿意的值。 四、 總結(jié) RCD箝位電路廣泛應(yīng)用于中小功率的反激式變換器中，只有合理的選擇R、C的參數(shù)，才能實現(xiàn)低成本、高可靠性的電源。 實現(xiàn)低漏電流同時保證EMI性能的電源設(shè)計上網(wǎng)時間 : 2004年11月14日 在ACDC開關(guān)電源中，漏電流最主要的來源是Y類電容。通過使用變壓器屏蔽繞組或在輸入級加入一個扼流圈，可以顯著地降低Y電容的數(shù)值或在某些場合去除它，從而降低漏電流并且仍滿足有一定裕量的傳導EMI限制。實現(xiàn)這些目標的解決方案會在本文得到分析。 大多數(shù)AD/DC電源都在高壓的交流輸入端與低壓的直流輸出端之間實現(xiàn)了隔離。諸如UL1950之類的安全標準會同時指定了絕緣強度(例如3千伏VAC耐沖電壓)和最大漏電流。漏電流是指當設(shè)備的可接觸部分以一定的阻抗連接到保護地時流經(jīng)初級與次級絕緣屏障之間的電流。漏電流標準確保了人員的安全，防止當使用者碰觸到輸出端或電源外殼時其身體成為電流泄放至大地的路徑的一部分。 允許流過的最大漏電流基于應(yīng)用場合有著具體的分類。過去，僅對諸如醫(yī)療設(shè)備(患者極有可能或確定必須接觸設(shè)備的帶電部分)等特殊應(yīng)用場合有低的漏電流要求。在那些應(yīng)用場合中的設(shè)備不得不滿足比IT設(shè)備嚴格得多的要求。針對醫(yī)療和IT設(shè)備的漏電流限制規(guī)范分別是IEC60601IEC60950。 但是，如今還有其它理由需要去進行低漏電設(shè)計。例如，現(xiàn)在很多移動電話都有金屬的外殼，與其配套的充電器必須滿足手持設(shè)備制造商們制訂的比現(xiàn)行安全標準要低的漏電流規(guī)范。這是為了防止消費者(特別是在像充滿蒸汽的浴室之類的潮濕環(huán)境中)拿著正在充電的手機時有觸電感。與電話設(shè)備(無繩電話、電話答錄機、DSL modem等)配套的電源通常必須有很低的工頻泄漏以避免可聽得見的嗡嗡聲耦合到電話線路中。進行低漏電設(shè)計還可潛在地節(jié)省成本，例如減小電源中必需的EMI濾波元件的尺寸和/或數(shù)量。 追根溯源：漏電流究竟從何而來？ 在ACDC開關(guān)電源中，漏電流最主要的來源是Y類電容。Y類電容是經(jīng)過安全機構(gòu)認證(外表常為橙色或藍色)、可以用于將絕緣屏障橋接起來的電容(參見圖1a)，為位移電流(產(chǎn)生于開關(guān)過程)提供返回路徑以防止EMI。任何能流出電源的高頻電流(通過許多我們將在后面講到的途徑)都將通過交流進線返回，并產(chǎn)生傳導EMI。在圖1a中，Y電容避免了許多EMI電流，使得其中絕大多數(shù)都局限在電源內(nèi)部，而在圖1b中，這些EMI電流必定全部流出到電源之外。 一般而言，電源中的Y電容的容量值越大，電源產(chǎn)生的EMI就越小，與此相反，流過絕緣屏障的漏電流則越大。 公式1可以用來估算在不超出安全界限的情況下允許使用的Y電容最大值。對于一個兩線(沒有保護地)、帶浮動輸出的通用輸入電源。而對于僅適用于100/115VAC的設(shè)計。 僅是簡單地將Y電容從電路中移除或減小其數(shù)值一般情況下不太可行，因為這樣做會顯著增加EMI(見圖2b)。而在電路中增加共模扼流圈或其它濾波元件又會增加成本。因此，我們必須將注意力集中到如何降低EMI電流上。 降低共模EMI電流的技巧 雖然詳盡地分析EMI電流所有的來源已經(jīng)超出了本文的范圍，但圖3還是給出了被初級與次級開關(guān)波形驅(qū)動的EMI電流典型路徑概覽。目前已有一些減小共模EMI電流的方法。盡管在變壓器繞線層之間使用帶狀物增加繞線層間距離可以減小層間電容，但單獨使用這一方法只能很有限地減小EMI電流。長期以來在工頻變壓器中一直應(yīng)用屏蔽繞組來降低噪聲與耦合，在開關(guān)變壓器中這一方法同樣有效。如圖5中EMI圖形所示，在開關(guān)變壓器中使用屏蔽繞組是降低共模EMI電流最有效的方法，而且對電源總體成本的影響最小。 以下是在3W ACDC電源中使用變壓器屏蔽繞組的例子： 、600mA電源的電路圖，它基于Power Integrations公司TinySwitchII芯片，具有一個簡單的雙繞組變壓器。由于這款芯片可以自供電，所以變壓器中就不需要輔助繞組。此設(shè)計是蜂窩電話、PDA或數(shù)碼相機充電器的典型電路。 TinySwitchII芯片通過調(diào)制其開關(guān)頻率(稱為頻率抖動)來降低EMI，但如果沒有變壓器中的屏蔽繞組，(參見圖2a)。移除Y電容后引起的EMI如圖2b所示，這樣的結(jié)果顯然讓人無法接受。 在變壓器初級與次級繞組之間加入一個單匝箔屏蔽繞組，使得測量到的EMI下降了大約10dB(見圖5a)。用一個額外的屏蔽繞組進行補充，可進一步下降10dB(見圖5b)。這樣僅使用一個220pF的Y電容就可獲得一個有10dB余量的好方案(圖5c)，將漏電流從183uA降到18uA。不使用屏蔽繞組的電路可獲得幾乎同樣的EMI性能(圖6a)，但必須在輸入級(圖6b)加入一個扼流圈L2(除了已有的差模濾波電感L1之外)。根據(jù)每個應(yīng)用電路的不同需求，可以給變壓器再加入第三個屏蔽繞組，從而進一步降低Y電容的數(shù)值。 由于屏蔽繞組與初級側(cè)開關(guān)電路和次級側(cè)整流電路之間的相互作用，使得共模位移電流得以削弱或徹底抑制，讓詳盡的分析變得不再必要。但是，每一個設(shè)計的需求各不相同，這是由諸如PCB板上的元件布局、電路板及磁性元件和機殼金屬板之間的接近程度、變壓器的尺寸以及伏秒率、匝數(shù)范圍、匝數(shù)比等因素決定的。因此，在優(yōu)化每一個設(shè)計的屏蔽繞組時試驗與失誤是在所難免的。即便如此，關(guān)于屏蔽繞組布局的基本規(guī)律一貫以來一般還是適用的。 這些關(guān)于屏蔽繞組的技巧對于任何功率水平的電源都很有效。 本文小結(jié) 由于人與電源供電設(shè)備之間的交互操作關(guān)系，許多當今的電源規(guī)范都要求更低的漏電流值。因此，就要求電源設(shè)計者從電路中移除用以保證EMI性能的安全Y電容或降低其數(shù)值。通過使用變壓器屏蔽繞組，可以顯著地降低Y電容的數(shù)值或在某些場合去除Y電容，同時降低漏電流并且仍然滿足有一定裕量的傳導EMI限制。如今已經(jīng)有了可以用來達到上述目標并且成本可以接受的解決方案。利用降頻技術(shù)降低開關(guān)電源的待機功耗上網(wǎng)時間 : 2004年06月30日 目前發(fā)達國家對電器產(chǎn)品功耗方面的要求日益嚴格，并針對待機功耗制定了很多標準規(guī)范。為了符合這些規(guī)范，很多新技術(shù)應(yīng)運而生，主要思想是讓開關(guān)電源在負載很小或空載處于待機狀態(tài)時能夠以較低開關(guān)頻率操作。本文探討脈沖跳躍模式(pulse skipping)、突變模式(burst mode)及非導通時間調(diào)變(off time modulation)等三種較常用降頻技術(shù)，介紹如何降低開關(guān)頻率以達到減少待機功耗的目的。 在環(huán)保意識日益受到重視的綠色時代，有效利用有限的能源已經(jīng)成為人們的共識。歐美國家對于電器產(chǎn)品在空載待機時的功耗定義了明確的規(guī)范，歐盟(EEC)公布的具體規(guī)定如表1所示，而在美國方面，從2001年7月起該國就規(guī)定政府機構(gòu)不得購買待機功耗超過1W的電器產(chǎn)品。 由此可見，在不久的未來，電源轉(zhuǎn)換器低待機功耗將成為基本要求，這也是電源設(shè)計工程師必須面臨的挑戰(zhàn)。 開關(guān)電源損耗分析 開關(guān)電源的損耗包含導通損耗、開關(guān)損耗以及外圍控制電路損耗，電路不同部分的損耗成因各不相同，因此抑制損耗的方法也有不同。需要用數(shù)學方程式量化這些損耗，進而整理出降低各部分損耗的方法，才能得出具體有效降低整體損耗的方案。