【文章內容簡介】 波器的單元電路本設計三相逆變器采用L型的低通濾波器。其工作原理為：設逆變器輸出電壓的基波頻率為f1，載波頻率表為fc，截止頻率為fs。由于f1fs，故ω1L1/ω1C, ω1L對基波信號阻力很??；1/ω1C對基波信號分流很小，因此允許基波信號通過。由于fcfs,故ωcL1/ωcC, 故ωcL對基波的K倍次諧波信號阻抗很高；1/ωcC對基波的K倍次諧波信號分流很大，因此濾波器不允許基波的K倍次諧波信號通過。因為逆變橋輸出電壓諧波聚集在以基波的K倍次諧波為中心所形成的雙邊頻帶上。因此在逆變器輸出端應該設置濾波器。K值越高，K倍次頻率附近的高次諧波越容易濾除。即載波頻率越高，輸出電壓波形中的諧波頻率也越高，也越容易被濾除。PWM逆變電路可以使輸出電壓、電流接近正弦波，但由于使用載波對正弦信號波調制，也產(chǎn)生了和載波有關的諧波分量。這些諧波分量的頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一，因此有必要對PWM波形進行諧波分析。同步調制可以看成異步調制的特殊情況，因此只分析異步調制方式就可以了。采用異步調制時，不同信號波周期的PWM波形是不相同的，因此無法直接以信號波周期為基準進行傅里葉分析。以載波周期為基礎，在利用貝塞爾函數(shù)可以推導出PWM波的傅里葉級數(shù)表達式，但這種分析過程相當復雜，而其結論卻是很簡單而直觀的。三相橋式PWM逆變電路可以每相各有一個載波信號，也可以三相公用一個載波信號?，F(xiàn)分析應用較多的公用載波信號時的情況。在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為 nωc177。kωr式中，n=1,3,5，…時，k=3（2m1）177。1，m=1,2，…； n=2,4,6，…時，k=6m+1（m=0,1，…）或k=6m1（m=1,2，…）；在不同調制度a時的三相橋式PWM逆變電路中，輸出線電壓中不含低次諧波，與單相電路相比，一個較為顯著的區(qū)別是載波角頻率ωc整數(shù)倍的諧波沒有了，諧波中幅值較高的是ωc177。2ωr和2ωc177。ωr。上述分析都是在理想條件下進行的。在實際電路中，由于采樣時刻的誤差以及為避免同一相上下橋臂直通而設置的死區(qū)的影響，諧波的分布情況將更為復雜。一般來說，實際電路中的諧波含量比理想條件下要多一些，甚至還會出現(xiàn)少量的低次諧波。從上述分析中可以看出，SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率ωc、2ωc及其附近的諧波。一般情況下ωc》ωr，所以PWM波形中所含的主要諧波的頻率要比基波頻率高得多，是很容易濾除的。載波頻率越高，SPWM波形中諧波頻率就越高，所需濾波器的體積就越小。另外，一般的濾波器都有一定的狂度，如按載波頻率設計濾波器，載波附近的諧波也可濾除。如濾波器設計為高通濾波器，且按載波角頻率ωc來設計，那么角頻率為2ωc、3ωc等及其附近的諧波也就同時被濾除了[6]。 輸出線電壓頻譜圖 PWM整流電路目前各個領域實際應用的整流電路大多是晶閘管相控整流電路或二極管整流電路。晶閘管相控整流電路的輸入電流滯后于電壓，其滯后角隨著觸發(fā)延時角的增大而增大，位移因數(shù)也隨之降低。同時，輸入電流中諧波分量也相當大，因此功率因數(shù)很低。二極管整流電路雖然位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術用于整流電路，就形成了PWM整流電路。通過對PWM整流電路合適的控制，可以使輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓通相位，功率因數(shù)近似為1。當電網(wǎng)恢復正常時，市電一路通過轉換開關直接給負載供電。另一路通過雙向PWM變流器整流，在通過雙向DC/DC電路降壓電路為蓄電池充電。此時，雙向PWM電路工作于整流狀態(tài)。采用PWM整流技術，可以提高系統(tǒng)的功率因數(shù)，網(wǎng)側功率因數(shù)可以達到1，并且也減少了對市電的諧波污染[7]。工作模式：（1）橋中所有處于通態(tài)的三個器件都是二極管,所以的可控器件均處于阻態(tài)，因此這種模式也叫3D0V模式。，處于通態(tài)的三個器件為VDVD5和VD6，電網(wǎng)通過二極管VDVD5和VD6向直流側輸送能量，此時，uab=Ud，ubc=.Ud，uca=0。（2）橋中有兩個二極管和一個可控器件處于通態(tài)，這種模式也稱為2D1V模式。橋中處于通態(tài)的三個器件是兩個二極管VD2和VD3與一個可控器件V1，電網(wǎng)通過VD2和VD3向直流側輸送能量。由于V1導通，由VD2和V1將電源uab暫時處于短路狀態(tài)，此時uab=0，ubc=Ud，uca=.Ud。（3）橋中有一個二極管和兩個可控器件處于通態(tài)，這種模式也稱為1D2V模式。在這種模式下，各相經(jīng)輸入電感短路，整流橋與直流側相脫離，所以uab=ubc= uca=0。在PWM整流器中，直流輸出電壓Udc不僅要滿足負載對電壓的要求，而且要能控制流過連接電感L中電流為需要的波形。這就必須對Udc采取一定的限制。從電源控制方面考慮，Udc過低，不能完成控制L中電流的任務；Udc過高，會提高器件的耐壓定額，增加系統(tǒng)成本，同時也降低系統(tǒng)可靠性[8]。，為將Udc穩(wěn)定在設定值，整流器的控制系統(tǒng)都含有直流輸出電壓調節(jié)器，若用該調節(jié)器的輸出直接控制控制交流側輸入電流的幅值，則為直接電流控制；若用調節(jié)器的輸出調制整流器輸入端的電壓幅值和相位，則為間接電流控制。在保證單位功率因數(shù)的情況下，無論是直接電流控制還是間接電流控制，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行時， 所示的矢量圖。UaU’fAωLIaRIaUfAIaI’aωLI’aRI’a a相電路電壓矢量圖設UfA為整流器輸入端相電壓基波的有效值，則在整流運行時有：UfA2=(UaRIa)2+(ωLIa)2 ()式中 Ua—電源電壓有效值 Ia—電源電流有效值 ω—電源電壓角頻率 在逆變運行時有： UfA2=(Ua+RIa)2+(ωLIa)2 ()用ufa、ufb、ufc表示整流器中A、B、C、點對O點的相電壓基波。實際情況下，整流器輸入端不存在中點，只需考慮整流器輸入端的線電壓即可。根據(jù)KVL定理可得：L(dia/dt)+Ria=ua1/3(uABuCA) ()L(dib/dt)+Rib=ub1/3(uBCuAB) ()L(dic/dt)+Ric=uc1/3(uCAuBC) ()由上式可見，只要uAB、uBC、uCA中不含有與PWM開關頻率無關的低次諧波，電源電流就不會產(chǎn)生這些諧波。由整流器的工作原理可知，無論是間接電路控制，還是直接電流控制，uAB、uBC、uCA是幅值為Udc的PWM波。為保證uAB、uBC、uCA不含有低次諧波，Udc必須大于輸入端線電壓基波的峰值，即Udc ()因控制方式不同，Udc在整流器輸入端所能產(chǎn)生的最大UfA也不相同，由此導致輸入端線電壓的大小也不相同。當線電壓波形出現(xiàn)畸變時，電源電流也開始畸變，并且產(chǎn)生相移，從電網(wǎng)吸收無功功率[9]。在間接電流控制中，最常用的控制方式是三角載波與正弦信號波比較的SPWM控制方式。在SPWM控制方式下；整流器輸入端的線電壓基波為：uf(AB)=(ωt+π/6) ()式中 α—調制比，在0～1區(qū)間內取值。在SPWM整流器中，為保證電源電流不發(fā)生畸變。因此，在SPWM控制方式下，≥。為提高輸入端的最大線電壓峰值，可在各相參考電壓中同時加入三次諧波，使其相電壓參考波形發(fā)生畸變，二線電壓保持為正弦，這樣就能提高線電壓幅值[10]。 雙向PWM電路設計開關管設計原則同雙向DC/DC電路。為了減小開關管在開通和關斷時電路對開關管的沖擊，在開關管兩端應設計一個吸收電路。常用的方法有RCD吸收電路、RC吸收電路、C吸收電路[11]。本設計選用C吸收電路，即在開關管兩端并聯(lián)一個電容C。容量可選47nF，耐壓1200V。 在直流側加上濾波電容，能有效減少工作時直流母線電壓中的脈動交流幅值，并能短時貯存負載開關切換時反饋的電感電流貯能，抑制由此引起的過壓，維持直流端壓的穩(wěn)定。其容量可選1000uf，耐壓等級為1200V的電解電容2只。（1） 電感設計交流側電感的取值對系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點、電流調整度，以及電流諧波幅值都有影響。其中電流調整速度，以及電流諧波幅值都是對di/dt所提出的相互矛盾的要求，電流快速調整要求di/dt取值較大，而對電流諧波幅值的限制要求di /dt較小，因此電感參數(shù)的設計需要綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點與di /dt指標的要求。根據(jù)穩(wěn)態(tài)分析得出的結論，在限定的電壓利用率下，系統(tǒng)實現(xiàn)功率因數(shù)角為θ時電感需滿足的條件為： L≤3ρ2RDCcosθ/(4ω(1sinθ)) ()RDC—負載電阻ρ—電壓利用率依據(jù)上式可得到電感取值的一個上限值，在該限值范圍內，以單位功率因數(shù)整流模式來考慮，L取值越大，可滿足調制處于線性區(qū)的最小直流電壓就越高，而對于功率因數(shù)小于1的整流模式，超前功率因數(shù)運行模式時，最小電壓隨L取值增大而增大，滯后功率因數(shù)運行模式中，L對最小電壓的作用相反，臨界點大致位于小角度滯后功率因數(shù)運行模式中。因此，對滿足上式的L值，還需綜合考慮對應的最小直流電壓。電壓利用率越高，可滿足系統(tǒng)單位功率因數(shù)整流運行的L范圍越寬，功率等級越高，L值范圍越小，考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性指標，L值的取值限制主要還是對最小直流電壓以及功率等級的考慮。如前所述，快速電流調整要求di /dt較大，對應于L較小，而從抑制開關動作產(chǎn)生的高頻電流諧波的角度，要求開關周期內di /dt較小，即L要較大。對于兩個方面相互矛盾的需求，需折中考慮L的取值。首先考慮電流調整速度對電感取值的要求。電流調整速度包括穩(wěn)態(tài)下對基波電流的追蹤速度 (di /dt)1，及整流—回饋模式切換時的電流調整速度(di /dt)2。L確定的（di/dt）必須在任意時刻都能滿足對基波電流的追蹤，同時在模式切換時滿足調整時間tm的設定。（2）電容設計電容的設計除了需要考慮直流電壓調節(jié)速度、電壓諧波抑制能力之外，還需要考慮在模式切換時容許的最大上升電壓指標。直流電壓調節(jié)速度，考慮在實際直流電壓低于或高于參考電壓時，直流電壓的快速調節(jié)性。可以設定調整時間參數(shù)tr ，在tr時間內，通過適當?shù)拈_關選擇，使直流電壓變化到參考電壓值[12]。 本章小結 主電路設計是應急電源的筋骨，器結構、布局、器件參數(shù)等對應急電源的正常、安全可靠的運行有著至關重要的關系。本章介紹了應急電源主電路的拓撲結構和工作原理，包括雙向PWM電路、雙向DC/DC電路。第4章 應急電源控制系統(tǒng)原理與設計 雙向DC/DC電路的控制波形的產(chǎn)生雙向DC/DC電路的中IGBT的驅動脈沖采用PWM調制方式實現(xiàn)。由于單片機P8xC591具有兩路PWM輸出，故使用這兩路PWM輸出作為雙向DC/DC的驅動脈沖[13]。在升壓斬波和降壓斬波時，需要控制輸出電壓或電流，通過輸出電壓或電流的反饋值與設定值進行比較，來改變PWM波的占空比，進而起到穩(wěn)定輸出電壓或電流的目的，整個算法通過軟件實現(xiàn)[14]。P8xC591輸出的PWM波形分辨率為8位，隨著數(shù)字電路的發(fā)展，這樣由軟件實現(xiàn)的閉環(huán)控制越來越精確。單片機輸出的PWM波不能直接驅動功率管，需要外接驅動芯片（EXB840）。P8xC591包含了兩路脈寬調制輸出通道。～。 P8xC591脈沖調制輸出的功能框圖 預分頻器頻率控制寄存器（地址FEH），復位值=00H76543210 PWMP位描述位符號描述7～0～分頻系數(shù)：預分頻器分頻系數(shù)=（PWMP+1） 脈寬寄存器0（地址FCH），復位值=00H76543210 PWM0位描述位符號描述7～0～占空比：PWM0信號低/高比率=PWM0/(255PWM0) 脈寬寄存器176543210 PWM1位描述位符號描述7～0～占空比：PWM1信號低/高比率=PWM1/(255PWM1) PWM逆變電路的控制波形的產(chǎn)生 SA4828概述 SA4828封裝圖本設計的逆變采用SPWM波驅動方式，SPWM波由專用的芯片SA4828產(chǎn)生。SA4828是MITEL公司推出的一種專門用于產(chǎn)生三相SPWM信號的集成芯片。它采用28引腳，分DIP和SOIC兩個封裝。載波頻率最高可達24KHz；輸出調制波頻率范圍為0～4KHz；16為調速分辨率，8為調壓分辨率；內部ROM固化3種可選波形；可設定死區(qū)時間和刪除最小脈寬；可實現(xiàn)正反轉。SA4828的引腳大體可以分為三類信號： （1）與單片機的接口信號：AD0～ADWR、RD (2)輸入信號：CS、CLK、RESET、SETTRIP分別為片選、時鐘、復位信號,SETTRIP可快速關斷全部SPWM信號。（3）輸出信號：RPHT、YPHT、BPHT、BPHB、RPHB、YPHB為6個橋臂的控制信號，可直接驅動光耦。 SA4828的工作原理SA4828的工作原理主要包括3個部分（l）接收并存儲微處理器的初始化命令和控制命令。由控制總線、地址/數(shù)據(jù)總線、暫存器R1－R虛擬寄存器R14－R15構成，并以控制字的方式來實現(xiàn)。在系統(tǒng)工作之前，先進行初始化，即從微處理器向初始化寄存器和控制寄存器輸人控制字，進行系統(tǒng)參數(shù)設置；（2）從內部ROM讀取并產(chǎn)生PWM調制波形。由地址發(fā)生器、波形ROM及相位和控制邏輯構成；（3）三相輸出控制電路。由脈沖取消和脈沖延