【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 波器的單元電路本設(shè)計(jì)三相逆變器采用L型的低通濾波器。其工作原理為：設(shè)逆變器輸出電壓的基波頻率為f1，載波頻率表為fc，截止頻率為fs。由于f1fs，故ω1L1/ω1C, ω1L對(duì)基波信號(hào)阻力很??；1/ω1C對(duì)基波信號(hào)分流很小，因此允許基波信號(hào)通過(guò)。由于fcfs,故ωcL1/ωcC, 故ωcL對(duì)基波的K倍次諧波信號(hào)阻抗很高；1/ωcC對(duì)基波的K倍次諧波信號(hào)分流很大，因此濾波器不允許基波的K倍次諧波信號(hào)通過(guò)。因?yàn)槟孀儤蜉敵鲭妷褐C波聚集在以基波的K倍次諧波為中心所形成的雙邊頻帶上。因此在逆變器輸出端應(yīng)該設(shè)置濾波器。K值越高，K倍次頻率附近的高次諧波越容易濾除。即載波頻率越高，輸出電壓波形中的諧波頻率也越高，也越容易被濾除。PWM逆變電路可以使輸出電壓、電流接近正弦波，但由于使用載波對(duì)正弦信號(hào)波調(diào)制，也產(chǎn)生了和載波有關(guān)的諧波分量。這些諧波分量的頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一，因此有必要對(duì)PWM波形進(jìn)行諧波分析。同步調(diào)制可以看成異步調(diào)制的特殊情況，因此只分析異步調(diào)制方式就可以了。采用異步調(diào)制時(shí)，不同信號(hào)波周期的PWM波形是不相同的，因此無(wú)法直接以信號(hào)波周期為基準(zhǔn)進(jìn)行傅里葉分析。以載波周期為基礎(chǔ)，在利用貝塞爾函數(shù)可以推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式，但這種分析過(guò)程相當(dāng)復(fù)雜，而其結(jié)論卻是很簡(jiǎn)單而直觀(guān)的。三相橋式PWM逆變電路可以每相各有一個(gè)載波信號(hào)，也可以三相公用一個(gè)載波信號(hào)?，F(xiàn)分析應(yīng)用較多的公用載波信號(hào)時(shí)的情況。在其輸出線(xiàn)電壓中，所包含的諧波角頻率為 nωc177。kωr式中，n=1,3,5，…時(shí)，k=3（2m1）177。1，m=1,2，…； n=2,4,6，…時(shí)，k=6m+1（m=0,1，…）或k=6m1（m=1,2，…）；在不同調(diào)制度a時(shí)的三相橋式PWM逆變電路中，輸出線(xiàn)電壓中不含低次諧波，與單相電路相比，一個(gè)較為顯著的區(qū)別是載波角頻率ωc整數(shù)倍的諧波沒(méi)有了，諧波中幅值較高的是ωc177。2ωr和2ωc177。ωr。上述分析都是在理想條件下進(jìn)行的。在實(shí)際電路中，由于采樣時(shí)刻的誤差以及為避免同一相上下橋臂直通而設(shè)置的死區(qū)的影響，諧波的分布情況將更為復(fù)雜。一般來(lái)說(shuō)，實(shí)際電路中的諧波含量比理想條件下要多一些，甚至還會(huì)出現(xiàn)少量的低次諧波。從上述分析中可以看出，SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率ωc、2ωc及其附近的諧波。一般情況下ωc》ωr，所以PWM波形中所含的主要諧波的頻率要比基波頻率高得多，是很容易濾除的。載波頻率越高，SPWM波形中諧波頻率就越高，所需濾波器的體積就越小。另外，一般的濾波器都有一定的狂度，如按載波頻率設(shè)計(jì)濾波器，載波附近的諧波也可濾除。如濾波器設(shè)計(jì)為高通濾波器，且按載波角頻率ωc來(lái)設(shè)計(jì)，那么角頻率為2ωc、3ωc等及其附近的諧波也就同時(shí)被濾除了[6]。 輸出線(xiàn)電壓頻譜圖 PWM整流電路目前各個(gè)領(lǐng)域?qū)嶋H應(yīng)用的整流電路大多是晶閘管相控整流電路或二極管整流電路。晶閘管相控整流電路的輸入電流滯后于電壓，其滯后角隨著觸發(fā)延時(shí)角的增大而增大，位移因數(shù)也隨之降低。同時(shí)，輸入電流中諧波分量也相當(dāng)大，因此功率因數(shù)很低。二極管整流電路雖然位移因數(shù)接近1，但輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路。通過(guò)對(duì)PWM整流電路合適的控制，可以使輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓通相位，功率因數(shù)近似為1。當(dāng)電網(wǎng)恢復(fù)正常時(shí)，市電一路通過(guò)轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)直接給負(fù)載供電。另一路通過(guò)雙向PWM變流器整流，在通過(guò)雙向DC/DC電路降壓電路為蓄電池充電。此時(shí)，雙向PWM電路工作于整流狀態(tài)。采用PWM整流技術(shù)，可以提高系統(tǒng)的功率因數(shù)，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)可以達(dá)到1，并且也減少了對(duì)市電的諧波污染[7]。工作模式：（1）橋中所有處于通態(tài)的三個(gè)器件都是二極管,所以的可控器件均處于阻態(tài)，因此這種模式也叫3D0V模式。，處于通態(tài)的三個(gè)器件為VDVD5和VD6，電網(wǎng)通過(guò)二極管VDVD5和VD6向直流側(cè)輸送能量，此時(shí)，uab=Ud，ubc=.Ud，uca=0。（2）橋中有兩個(gè)二極管和一個(gè)可控器件處于通態(tài)，這種模式也稱(chēng)為2D1V模式。橋中處于通態(tài)的三個(gè)器件是兩個(gè)二極管VD2和VD3與一個(gè)可控器件V1，電網(wǎng)通過(guò)VD2和VD3向直流側(cè)輸送能量。由于V1導(dǎo)通，由VD2和V1將電源uab暫時(shí)處于短路狀態(tài)，此時(shí)uab=0，ubc=Ud，uca=.Ud。（3）橋中有一個(gè)二極管和兩個(gè)可控器件處于通態(tài)，這種模式也稱(chēng)為1D2V模式。在這種模式下，各相經(jīng)輸入電感短路，整流橋與直流側(cè)相脫離，所以u(píng)ab=ubc= uca=0。在PWM整流器中，直流輸出電壓Udc不僅要滿(mǎn)足負(fù)載對(duì)電壓的要求，而且要能控制流過(guò)連接電感L中電流為需要的波形。這就必須對(duì)Udc采取一定的限制。從電源控制方面考慮，Udc過(guò)低，不能完成控制L中電流的任務(wù)；Udc過(guò)高，會(huì)提高器件的耐壓定額，增加系統(tǒng)成本，同時(shí)也降低系統(tǒng)可靠性[8]。，為將Udc穩(wěn)定在設(shè)定值，整流器的控制系統(tǒng)都含有直流輸出電壓調(diào)節(jié)器，若用該調(diào)節(jié)器的輸出直接控制控制交流側(cè)輸入電流的幅值，則為直接電流控制；若用調(diào)節(jié)器的輸出調(diào)制整流器輸入端的電壓幅值和相位，則為間接電流控制。在保證單位功率因數(shù)的情況下，無(wú)論是直接電流控制還是間接電流控制，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)， 所示的矢量圖。UaU’fAωLIaRIaUfAIaI’aωLI’aRI’a a相電路電壓矢量圖設(shè)UfA為整流器輸入端相電壓基波的有效值，則在整流運(yùn)行時(shí)有：UfA2=(UaRIa)2+(ωLIa)2 ()式中 Ua—電源電壓有效值 Ia—電源電流有效值 ω—電源電壓角頻率 在逆變運(yùn)行時(shí)有： UfA2=(Ua+RIa)2+(ωLIa)2 ()用ufa、ufb、ufc表示整流器中A、B、C、點(diǎn)對(duì)O點(diǎn)的相電壓基波。實(shí)際情況下，整流器輸入端不存在中點(diǎn)，只需考慮整流器輸入端的線(xiàn)電壓即可。根據(jù)KVL定理可得：L(dia/dt)+Ria=ua1/3(uABuCA) ()L(dib/dt)+Rib=ub1/3(uBCuAB) ()L(dic/dt)+Ric=uc1/3(uCAuBC) ()由上式可見(jiàn)，只要uAB、uBC、uCA中不含有與PWM開(kāi)關(guān)頻率無(wú)關(guān)的低次諧波，電源電流就不會(huì)產(chǎn)生這些諧波。由整流器的工作原理可知，無(wú)論是間接電路控制，還是直接電流控制，uAB、uBC、uCA是幅值為Udc的PWM波。為保證uAB、uBC、uCA不含有低次諧波，Udc必須大于輸入端線(xiàn)電壓基波的峰值，即Udc ()因控制方式不同，Udc在整流器輸入端所能產(chǎn)生的最大UfA也不相同，由此導(dǎo)致輸入端線(xiàn)電壓的大小也不相同。當(dāng)線(xiàn)電壓波形出現(xiàn)畸變時(shí)，電源電流也開(kāi)始畸變，并且產(chǎn)生相移，從電網(wǎng)吸收無(wú)功功率[9]。在間接電流控制中，最常用的控制方式是三角載波與正弦信號(hào)波比較的SPWM控制方式。在SPWM控制方式下；整流器輸入端的線(xiàn)電壓基波為：uf(AB)=(ωt+π/6) ()式中 α—調(diào)制比，在0～1區(qū)間內(nèi)取值。在SPWM整流器中，為保證電源電流不發(fā)生畸變。因此，在SPWM控制方式下，≥。為提高輸入端的最大線(xiàn)電壓峰值，可在各相參考電壓中同時(shí)加入三次諧波，使其相電壓參考波形發(fā)生畸變，二線(xiàn)電壓保持為正弦，這樣就能提高線(xiàn)電壓幅值[10]。 雙向PWM電路設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)管設(shè)計(jì)原則同雙向DC/DC電路。為了減小開(kāi)關(guān)管在開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)電路對(duì)開(kāi)關(guān)管的沖擊，在開(kāi)關(guān)管兩端應(yīng)設(shè)計(jì)一個(gè)吸收電路。常用的方法有RCD吸收電路、RC吸收電路、C吸收電路[11]。本設(shè)計(jì)選用C吸收電路，即在開(kāi)關(guān)管兩端并聯(lián)一個(gè)電容C。容量可選47nF，耐壓1200V。 在直流側(cè)加上濾波電容，能有效減少工作時(shí)直流母線(xiàn)電壓中的脈動(dòng)交流幅值，并能短時(shí)貯存負(fù)載開(kāi)關(guān)切換時(shí)反饋的電感電流貯能，抑制由此引起的過(guò)壓，維持直流端壓的穩(wěn)定。其容量可選1000uf，耐壓等級(jí)為1200V的電解電容2只。（1） 電感設(shè)計(jì)交流側(cè)電感的取值對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)、電流調(diào)整度，以及電流諧波幅值都有影響。其中電流調(diào)整速度，以及電流諧波幅值都是對(duì)di/dt所提出的相互矛盾的要求，電流快速調(diào)整要求di/dt取值較大，而對(duì)電流諧波幅值的限制要求di /dt較小，因此電感參數(shù)的設(shè)計(jì)需要綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)與di /dt指標(biāo)的要求。根據(jù)穩(wěn)態(tài)分析得出的結(jié)論，在限定的電壓利用率下，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)角為θ時(shí)電感需滿(mǎn)足的條件為： L≤3ρ2RDCcosθ/(4ω(1sinθ)) ()RDC—負(fù)載電阻ρ—電壓利用率依據(jù)上式可得到電感取值的一個(gè)上限值，在該限值范圍內(nèi)，以單位功率因數(shù)整流模式來(lái)考慮，L取值越大，可滿(mǎn)足調(diào)制處于線(xiàn)性區(qū)的最小直流電壓就越高，而對(duì)于功率因數(shù)小于1的整流模式，超前功率因數(shù)運(yùn)行模式時(shí)，最小電壓隨L取值增大而增大，滯后功率因數(shù)運(yùn)行模式中，L對(duì)最小電壓的作用相反，臨界點(diǎn)大致位于小角度滯后功率因數(shù)運(yùn)行模式中。因此，對(duì)滿(mǎn)足上式的L值，還需綜合考慮對(duì)應(yīng)的最小直流電壓。電壓利用率越高，可滿(mǎn)足系統(tǒng)單位功率因數(shù)整流運(yùn)行的L范圍越寬，功率等級(jí)越高，L值范圍越小，考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性指標(biāo)，L值的取值限制主要還是對(duì)最小直流電壓以及功率等級(jí)的考慮。如前所述，快速電流調(diào)整要求di /dt較大，對(duì)應(yīng)于L較小，而從抑制開(kāi)關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的高頻電流諧波的角度，要求開(kāi)關(guān)周期內(nèi)di /dt較小，即L要較大。對(duì)于兩個(gè)方面相互矛盾的需求，需折中考慮L的取值。首先考慮電流調(diào)整速度對(duì)電感取值的要求。電流調(diào)整速度包括穩(wěn)態(tài)下對(duì)基波電流的追蹤速度 (di /dt)1，及整流—回饋模式切換時(shí)的電流調(diào)整速度(di /dt)2。L確定的（di/dt）必須在任意時(shí)刻都能滿(mǎn)足對(duì)基波電流的追蹤，同時(shí)在模式切換時(shí)滿(mǎn)足調(diào)整時(shí)間tm的設(shè)定。（2）電容設(shè)計(jì)電容的設(shè)計(jì)除了需要考慮直流電壓調(diào)節(jié)速度、電壓諧波抑制能力之外，還需要考慮在模式切換時(shí)容許的最大上升電壓指標(biāo)。直流電壓調(diào)節(jié)速度，考慮在實(shí)際直流電壓低于或高于參考電壓時(shí)，直流電壓的快速調(diào)節(jié)性。可以設(shè)定調(diào)整時(shí)間參數(shù)tr ，在tr時(shí)間內(nèi)，通過(guò)適當(dāng)?shù)拈_(kāi)關(guān)選擇，使直流電壓變化到參考電壓值[12]。 本章小結(jié) 主電路設(shè)計(jì)是應(yīng)急電源的筋骨，器結(jié)構(gòu)、布局、器件參數(shù)等對(duì)應(yīng)急電源的正常、安全可靠的運(yùn)行有著至關(guān)重要的關(guān)系。本章介紹了應(yīng)急電源主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，包括雙向PWM電路、雙向DC/DC電路。第4章 應(yīng)急電源控制系統(tǒng)原理與設(shè)計(jì) 雙向DC/DC電路的控制波形的產(chǎn)生雙向DC/DC電路的中IGBT的驅(qū)動(dòng)脈沖采用PWM調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)。由于單片機(jī)P8xC591具有兩路PWM輸出，故使用這兩路PWM輸出作為雙向DC/DC的驅(qū)動(dòng)脈沖[13]。在升壓斬波和降壓斬波時(shí)，需要控制輸出電壓或電流，通過(guò)輸出電壓或電流的反饋值與設(shè)定值進(jìn)行比較，來(lái)改變PWM波的占空比，進(jìn)而起到穩(wěn)定輸出電壓或電流的目的，整個(gè)算法通過(guò)軟件實(shí)現(xiàn)[14]。P8xC591輸出的PWM波形分辨率為8位，隨著數(shù)字電路的發(fā)展，這樣由軟件實(shí)現(xiàn)的閉環(huán)控制越來(lái)越精確。單片機(jī)輸出的PWM波不能直接驅(qū)動(dòng)功率管，需要外接驅(qū)動(dòng)芯片（EXB840）。P8xC591包含了兩路脈寬調(diào)制輸出通道?！?。 P8xC591脈沖調(diào)制輸出的功能框圖 預(yù)分頻器頻率控制寄存器（地址FEH），復(fù)位值=00H76543210 PWMP位描述位符號(hào)描述7～0～分頻系數(shù)：預(yù)分頻器分頻系數(shù)=（PWMP+1） 脈寬寄存器0（地址FCH），復(fù)位值=00H76543210 PWM0位描述位符號(hào)描述7～0～占空比：PWM0信號(hào)低/高比率=PWM0/(255PWM0) 脈寬寄存器176543210 PWM1位描述位符號(hào)描述7～0～占空比：PWM1信號(hào)低/高比率=PWM1/(255PWM1) PWM逆變電路的控制波形的產(chǎn)生 SA4828概述 SA4828封裝圖本設(shè)計(jì)的逆變采用SPWM波驅(qū)動(dòng)方式，SPWM波由專(zhuān)用的芯片SA4828產(chǎn)生。SA4828是MITEL公司推出的一種專(zhuān)門(mén)用于產(chǎn)生三相SPWM信號(hào)的集成芯片。它采用28引腳，分DIP和SOIC兩個(gè)封裝。載波頻率最高可達(dá)24KHz；輸出調(diào)制波頻率范圍為0～4KHz；16為調(diào)速分辨率，8為調(diào)壓分辨率；內(nèi)部ROM固化3種可選波形；可設(shè)定死區(qū)時(shí)間和刪除最小脈寬；可實(shí)現(xiàn)正反轉(zhuǎn)。SA4828的引腳大體可以分為三類(lèi)信號(hào)： （1）與單片機(jī)的接口信號(hào)：AD0～ADWR、RD (2)輸入信號(hào)：CS、CLK、RESET、SETTRIP分別為片選、時(shí)鐘、復(fù)位信號(hào),SETTRIP可快速關(guān)斷全部SPWM信號(hào)。（3）輸出信號(hào)：RPHT、YPHT、BPHT、BPHB、RPHB、YPHB為6個(gè)橋臂的控制信號(hào)，可直接驅(qū)動(dòng)光耦。 SA4828的工作原理SA4828的工作原理主要包括3個(gè)部分（l）接收并存儲(chǔ)微處理器的初始化命令和控制命令。由控制總線(xiàn)、地址/數(shù)據(jù)總線(xiàn)、暫存器R1－R虛擬寄存器R14－R15構(gòu)成，并以控制字的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。在系統(tǒng)工作之前，先進(jìn)行初始化，即從微處理器向初始化寄存器和控制寄存器輸人控制字，進(jìn)行系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置；（2）從內(nèi)部ROM讀取并產(chǎn)生PWM調(diào)制波形。由地址發(fā)生器、波形ROM及相位和控制邏輯構(gòu)成；（3）三相輸出控制電路。由脈沖取消和脈沖延