【文章內(nèi)容簡介】 一個脈沖，即 1et?? fx Nx fs Ny? （ 31） 而 0 ( )fx e Nx f Ny et? ? ? （ 32） 由式（ 31）和式（ 32）可得 ( 0 )fx f Ny Nx?? (33) [ ( ) ]fx e fs N y et N x? ? ? ? (34) 根據(jù)相對誤差公式有 fx e fx e fx e fx fx e? ? ? ? ? (35) 將式（ 33）、（ 34）代入式（ 35）經(jīng)整理得 fxe fxe et Ny? ? ? (36) ∵ 1et?? ∴ 1et Ny Ny?? (37) 12 即 1fx e fx e Ny? ? ? ? 顯然，測量精度僅僅與 Ny 有關(guān)，只要保證 Ny的值，就能保證精度。為了達到更高的精度，在進行軟件設計時，采用了以下處理： (1)采用分段處理方法 本設計在進行頻率、周期測量時，首先采用了分段處理的方法。為了使系統(tǒng)快速響應，在程序開始時，先把定時器 T1的周期值設為 4， T2CLK 設定為 150/64MHz。這樣通過很短的時間就可以計算出被測頻率的值。如果周期值設為很大的話，若輸入信號頻率很低，就會等待很長的時間才得出結(jié)果，不利于實時測量。對于固定個數(shù)的被測信號周期時間內(nèi)，頻率越低標準高頻脈沖個數(shù)越多，故把被測信號分為高頻段，中頻段以及低頻段。分段依據(jù)如下：設變量 Ny 為該固定時間內(nèi)測得的標準脈沖數(shù)，若 Ny 小于 13 個，則定義為高 頻段，需重新配置定時器 T1的定時周期為 65530個被測信號周期長度，并且修改定時器 2 的時鐘頻率為 150/2MHz；若 202000Ny? ，定義為低頻段；若 Ny 小于 202000 個而大于 13 個，定義為中頻段。具體算法如下： (a)若 202000Ny? ，則說明被測信號頻率 150 64 500 00 75fx M Hz Hz??，為了增加響應快速性，可以直接計算頻率。 (b)對于中頻段，本設計采用等精 度測量。選擇定時器 T1 的周期長度為 4 個被測信號周期長度的 整數(shù)倍，設變量 N 為一次測量中被測信號周期個數(shù)，即為 202000N Ny? ，若 1a N a? ? ? （ a 為整數(shù)） , 則取1Na??，然后設置定時器 T1 的周期寄存器的值 T1PR 為 4* 3N? （實際上為4* 4N? 個被測信號周期長度的定時周期），由于周期值最大不能超過 65535，所以由 4 * 3 65 53 5N ?? ，可以得到 N 的最大值不能超過 16383。若 12Ny? ，則200 000 12 166 163 83N ? ? ?，此時 N 不 可 取 ； 若 13Ny? ，200 000 13 153 85 163 83N ? ? ?，此時 N 可取。 由于一個被測信號周期中標準脈沖個數(shù)為 4Ny 個，所以此時對應的被測信號頻率 150000000 64 * 4fx N y? ，當200 000 163 83Ny ? 時， ? Hz。對于被測信號頻率小于等于 767953 Hz時，采用等精度測量，即周期匹配值設為 4* 3N? ，同時為了提高精度，把定時器T2 的內(nèi)部時鐘分頻數(shù)設為 8 分頻，即以 15016 MHz 的頻率作為內(nèi)部時鐘頻率。 (c)當被測信號頻率大于 767953Hz時，重新設定時器 T1 的 T1PR為 65529（實際為 65530個被測信號周期長度），設置內(nèi)部時鐘頻率為 75MHz，但此時已經(jīng)不再是等精度測量了，頻率越高精度會越低。但由于高頻選擇的標準脈沖頻率非常高，故高頻部分精度基本保持在百萬級別不變。 13 (2)頻率突變時的實時性處理 (a)測頻率、周期時，當頻率突然由高頻變低頻時，定時器要響應好長時間才能得出結(jié)果，不利于實時測量。要進行以下處理：把定時器 T1，定時器 T2 的寄存器配置重新設置為系統(tǒng)初始化時的狀態(tài)，即把定時器 T1的周期寄存器的值 T1PR 設為3，定時器 T2 的內(nèi)部時鐘分頻系數(shù)設為 64 分頻，重新 計算頻率。 (b)當被測信號突然從中頻段變?yōu)楦哳l段時，由于中頻段采用等精度測量，定時器 T1 的周期長度小于60003 個被測信號的周期長度，對于高頻段的頻率而言，精度肯定不夠，所以對于此種情況，采取的對策也是把定時器 T1，定時器 T2 的寄存器配置復位為系統(tǒng)初始化時的狀態(tài)。 如何判斷信號頻率發(fā)生變化了呢？本設計中，根據(jù)定時器 T2 溢出次數(shù)是否超出了本頻率段最低頻率時應該對應的溢出次數(shù)來判斷。比如頻率從高頻段變?yōu)榈皖l段時，由于高頻均采用 65530 個被測信號周期長度為定時器 T1 的定時周期，定時器T2 內(nèi)部標準時鐘采用 75MHz，所以一個周期中定時器 T2 的最大溢出次數(shù)發(fā)生在 Hz 處，此時溢出次數(shù)為 75 * 655 30 655 36 767 953 .12 5 97. 6M ?，為了確保信號頻率的確是由高變低，現(xiàn)取 T2 在該點溢出次數(shù)為 98 次。因此如果開始在高頻段，現(xiàn)在溢出次數(shù)大于 98 次，表示被測信號頻率的確是由高變低了，但并不能區(qū)分信號頻率到底變?yōu)橹蓄l段，還是低頻段，所以重新初始化，重新測信號頻率。這樣處理對信號由高頻變低頻效果很好，節(jié)省了大量時間。其他頻率變化情況也是如此判斷處理，這里不再贅述。 另外，在重新復位計算時，為了加快系統(tǒng)響 應，本設計采取以下處理： (a)當信號從高頻變低頻時，可以把定時器 T2 的計數(shù)器值改為 65525，這樣只要經(jīng)過 4 個內(nèi)部時鐘周期就可以重載周期匹配值了，大大加快了系統(tǒng)響應時間。 (b)把控制寄存器的位改為“立即重載”，這樣只要重載初始化時的值，就可以立即裝載，然后再把控制寄存器的位改回原來的值。 在本設計中，當頻率變化需重新初始化以及頻率、周期計算結(jié)束時，都要把定時器 T2 的溢出次數(shù)清零，避免出錯。 (3)取算術(shù)平均值進行濾波 為了進一步提高測量計算精度，本設計采用平均值的方法進一步提高精度。本設計中測頻率、脈寬分別 用一個數(shù)組存放 7 次測得的頻率值、脈寬值。當數(shù)組存滿后，對這 7 個數(shù)進行從小到大的冒泡排序，然后去掉數(shù)組中排序前兩個和排序最后兩個值，把剩下的三個值進行平均，這樣不僅去除了系統(tǒng)偶爾受外界干擾得到的不 14 穩(wěn)定值，而且可以提高測量精度。本設計中由于硬件上的干擾以及現(xiàn)場干擾，在高頻時會出現(xiàn)測出的數(shù)據(jù)偏差比較大的值，因此采用“濾波”方法：也即把測得的高頻數(shù)值存放在一個長度為 9 的數(shù)組中，然后進行冒泡排序，取排序在中間的那個值作為最終的值。經(jīng)調(diào)試發(fā)現(xiàn)這樣能夠很好的去除干擾數(shù)值，而且由于高頻本身測試速度就很快，所以不會影響實時性 測量。 (4)系統(tǒng)校正 在調(diào)試過程中，發(fā)現(xiàn)仿真調(diào)試結(jié)果與數(shù)字信號發(fā)生器產(chǎn)生的信號頻率相比，均有一個比較固定的系統(tǒng)誤差。經(jīng)若干次（大于 30 次）測量發(fā)現(xiàn)，在信號頻率大于200Hz 時，測量誤差基本恒定，為百萬分之十八，為了進一步提高精度，在測得的結(jié)果中統(tǒng)一乘以一個系數(shù) a， 1 18 100 000 0a ?? ，即 ? ，去除該誤差，得到了更高的精度。 理論誤差分析 本設計結(jié)果評測過程中采用 Tektronix AFG3101 標準信號發(fā)生器的發(fā)出的信號作為被測信號。它在環(huán)境溫度為 0℃ 50℃時，精度為177。 1ppm。 （ 1）在低頻段（被測信號頻率小于 ），采用一個被測信號周期里至少50000 個標準填充脈沖，每次測量共 4個被測信號周期長度，所以理論上被測信號頻率的測量誤差應小于 61 200 000 5e?? ? ?。 （ 2）在中頻段采用等精度測量，被測信號周期長度為 4*( 1)N? 個周期，每 ( 1)N?個被測信 號周期長度中就對應著 50000 個以上內(nèi)部定時器脈沖數(shù)， 因此理論上被測信號的頻率測量誤差應小于 61 [ 4 * ( 1 ) ] ( 1 ) * 500 00 ( 1 200 000 ) 5N N e ?? ? ? ? ? ? ?。 （ 3）在高頻段，被測信號周期長度為 65530 個周期，在頻率為 3MHz 時精度最低，理論上為 7( 1 ( 7 5 0 0 0 0 0 0 3 0 0 0 0 0 0 * 6 5 5 3 0 ) ) 6 .1 e ?? ? ?，由于信號發(fā)生器的精度限制，理論上測量誤差應小于 61e? 。 本設計測脈寬采用的內(nèi)部時鐘頻率為 150/2MHz，周期為 1/75μs ，在要求的脈寬范圍（ 100μs 至 10ms）內(nèi)，精度在 100μs 時最低，此時為 4(1 1 0 0 * 7 5 ) 1 .3 3e ?? ? ?。測占空比的精度取決于測周期和脈寬的精度 。 15 4 系統(tǒng)硬件設計 系統(tǒng)硬件部分由以下四部分組成：整形電路、 DSP 選擇與最小系統(tǒng)、通訊模塊和電源管理模塊，下面分別介紹。 整形電路 +T L 3 0 1 6I D 5 V1 3 K5 1 0+ 5 V1 0 KI N P U T1 0 03 . 3 VS N 7 4 L V C 1 G 1 40 . 1 181。 F1 M235 圖 整形電路原理圖 如圖 所示，選擇 TI 公司推出的高性能比較器 TL3016ID 作為整形電路的主要器件，該比較器為一款支持 +5V和 5V雙電源供電的高速比較器，當輸入端 + 的輸入電壓高于參考端 – 的電壓時，其輸出為 ,當輸入端電壓低于參考電壓時，其輸出為 500600mV電平。為了使電路不僅能夠測量雙極性信號，還能夠測量單極性的信號，將參考端電壓適當?shù)奶Ц撸瑓⒖茧妷?V_取 ，由阻值為 13K、 510? 的電阻分壓得到。選用高速施密特觸發(fā)器 SN74LVC1G14 對信號幅值進行限幅和 進一步整形，對該觸發(fā)器電源接數(shù)字 ，其正向門檻電壓 VT+為 ，反向門檻電壓為 1V左右，在信號正向變化時，當信號大于 觸發(fā)器輸出 ，當信號反向變化時觸發(fā)器輸出 0V低電平。經(jīng)過該觸發(fā)器整形后的信號可直接送入 DSP 的 GPIOA12/TCLKINA 引腳在比較器和施密特觸發(fā)器之間接入阻值為 100? 的電阻進行阻抗匹配。該比較器具有輸出鎖存功能，在此設 16 計中不使用該功能，將其 LATCH ENABLE 引腳 5 接為低電平。實際調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)對于頻率小于 1KHZ 的正弦波信號，經(jīng)比較器整形后的輸 出波形的邊沿有比較嚴重的抖動，故對比較器加入正反饋，使用阻值 1M? 的電阻和 10K? 的電阻組成正反饋，可消除抖動。圖中參考端電容的作用是對電源電壓的濾波，抵抗來自電源的噪聲干擾。另外在每個有源器件的電源引腳旁均要并聯(lián)一個 的去耦電容，起到 濾紋波 和 旁路掉該器件的高頻噪聲 的作用。（圖中均未標出） DSP 選擇與最小系統(tǒng) 最小系統(tǒng)主要包括 TMS320F281時鐘電路、復位電路、 JTAG 口等。 信號處理模塊以 DSP 芯片 TMS320F2812 為核心。 TMS320F2812 含有豐富的片上外設資源 ，如 ADC、事件管理器、 PIE、看門狗、 SCI、 SPI 等 [7]。該系統(tǒng)中沒有使用F2812 片上看門狗和 SPI 模塊，而只使用了其片上 EV、 PIE、 GPIO 及 SCI等模塊，無需外擴 ROM。其中系統(tǒng)中， EV 模塊是本設計的核心模塊，測周期、頻率、脈寬、占空比都是依據(jù)它的功能來得到的。 F2812 協(xié)調(diào)著整個系統(tǒng)各模塊的有序工作及承擔著信號處理的任務。 復位電路采用阻容式電路，以方便進行手動復位。 JTAG 口方便程序的調(diào)試和燒寫。 F2812 的另一個特點就是其 CPU 時鐘頻率已經(jīng)可以達到 150MHz，即單周期指令執(zhí)行時間為 。這從而為高速采集和處理信號提供了保障。因而，系統(tǒng)中 F2812由外部 30MHZ 的有源晶振提供時鐘信號，并在其內(nèi)部倍頻至 150MHZ。時鐘電路圖如圖 所示。 17 圖 標準時鐘發(fā)生電路 通用定時器的計數(shù)方向引腳 TDIRA、 TDIRB 通過上拉電阻確定為單增計數(shù)，插針為以后更改方向起預留作用 。 通訊模塊 通訊模塊接至 F2812 的 SCI 模塊，通過 9芯標準 RS232 口與其它系統(tǒng)進行串行通訊。選用 F2812 片上 SCIA 作為串行通訊口，選用 MAX3221 作為串口通訊信號電平轉(zhuǎn)換模塊的主要器件，其波特率最高可達 250Kbit/s。串行通訊部分硬件連接圖如圖 所示。 圖 通訊部分硬件連接圖 電源管理模塊 系統(tǒng)供電電路總體框圖如圖 所示。 18 模 擬 地數(shù) 字 地+ 5 V 5 V模 擬 部 分數(shù) 字 部 分3 .3 V1 .8 VD C /D C 變 換 器C S 5 1 4 1 4L 7 9 0 5L