【文章內容簡介】 所示。2. 整流器件的一般選擇原則1） 最大反向電壓 ，式中是電源線電壓的振幅值 (3―1) 2) 最大整流電流，式中為變頻器的額定電流 (3―2) 3) 整流輸出的平均直流電壓 如果電源的線電壓為，則三相全波整流后平均直流電壓的大小=。 (3―3) 中間直流電路 它包括吸收由整流器、逆變器回路產生的電壓脈動的濾波電路（也稱儲能回路）以及限流電路。濾波電路 由于整流電路輸出的整流電壓中含有6倍電源頻率的脈動直流電壓，而逆變器采用PWM控制方式（由逆變器同時完成VVVF）,要求中間直流電路是電壓源型, 所以一般采用電容器濾波。中間直流電路除起濾波作用外，還必須在整流器與逆變器之間起耦合作用，以消除相互干擾，這就要求給作為感性負載的電動機提供必要的無功功率?？梢?，中間直流電路的電容除起濾波作用外，還起儲能作用，因而它的電容量必須較大，所以，又稱儲能電容器。本課題中使用兩個大電容器；又由于電解電容的電容量有較大的離散性，故電容器、電容量不能完全相等，這將使它們承受的電壓和不相等，為了使和相等，在和旁各并一個阻值相等的均壓電阻和。 2. 限流電路 圖4中，串接在整流橋和濾波電容器之間，由限流電阻和可控硅組成的并聯電路。1) 限流電阻 變頻電路在接入電源之前，由于儲能電容較大，濾波電容上電壓=0，故接入電源瞬間勢必產生很大的沖擊電流經整流橋流向濾波電容，此時很大，可能使整流橋受到損壞；也可能使電源瞬間電壓下降，形成干擾。為限制該沖擊電流，有必要在整流橋的輸出端和濾波電容器之間串入一個限流電阻。2)可控硅 當電路正常工作是，如將此限流電阻長時間接在電路中，會引起附加損耗和整流輸出直流電壓以及逆變器輸出電壓的不穩(wěn)定。所以，當電容兩端的電壓增加到額定電壓的70%時，觸發(fā)可控硅，將電阻切除電路，并使一直處于導通狀態(tài)。觸發(fā)可控硅的電路可設計如圖5所示。 圖5 可控硅觸發(fā)電路圖中，通過調節(jié)來設定基準電壓。并同主回路P點電壓相比較，當P點電壓高于基準電壓時，比較器LM331輸出高電平，在通過光耦TLP741進行隔離放大，使導通。 直交變換電路1. 逆變器 其功能是把直流電壓逆變成頻率可調的交流電壓。在圖4中，有開關器件~構成的電路。~的器件接受控制電路中的PWM調制信號的控制，將直流電壓逆變成三相交流電壓。本設計中，采用了由開關元件IGBT構成的三相橋式逆變電路，由于IGBT具有GTR的大容量和MOSFET的開關動作快、驅動功率小等優(yōu)點，發(fā)展很快，備受青睞，在電機控制和開關電源領域中有著廣泛的前景。2. 續(xù)流電路 由圖4中的構成。其功能為1)為電動機繞組的無功電流返回直流回路時提供通路；2)頻率下降，從而同步頻率下降時，為電動機的再生電能反饋至直流電路提供通路。 3)為電路中的寄生電感在逆變過程中釋放能量提供通路。 能耗制動電路 在變頻調速系統(tǒng)中，電動機的降速和停機，是通過逐漸減下頻率來實現的。這時，從電動機的角度來看，電動機處于再生制動的工作狀態(tài)；從變頻調速系統(tǒng)的角度來看，拖動系統(tǒng)在轉速下降時減少的動能，由電動機“再生”電能后，在變頻主電路的直流環(huán)節(jié)中被消耗掉了。歸根結底，是通過消耗能量而獲得制動轉矩的，屬于能耗制動狀態(tài)。為此，在系統(tǒng)電路中設計了由VE、RE、VDE組成的放電回路，以免過高的直流電壓使各部分器件損壞。 指示電路 電源指示燈HL，除了表示電源是否接通以外，還有一十分重要的功能，即在變頻電路切斷電源后，指示濾波電容是否放電完畢。由于和的容量較大，而切斷電壓又必須在逆變電路停止工作的狀態(tài)下進行，所以，電容沒有快速放電的回路，其放電時間長達數分鐘。由于上的電壓較高，如不放完，對人身安全將構成威脅。由圖4可知，主電路由整流電路和IGBT逆變電路構成，它是本系統(tǒng)的功率驅動單元，由不可控整流環(huán)節(jié)、中間直流環(huán)節(jié)、和逆變環(huán)節(jié)構成。系統(tǒng)所用參數如下：電動機參數：電動機型號：YGF160M4，2P=4, ，, , , 電源電壓：380V ，頻率： 50HZ逆變部分采用IGBT PWM型逆變器，控制方式，過載倍數/分鐘。 整流二極管模塊選擇1．參數計算1)通過二極管的峰值電流 (3―4)2)流過二極管電流有效值 (3―5)式中，為電機最大負載電流峰值，其值一般取為。3)二極管電流定額 (3―6)4)二極管的電壓定額 = (3―7)根據電網電壓，考慮到其峰值、波動、閃電、雷擊等因素，實取。2. 元件選取根據上式確定的電壓、電流定額，選擇二極管模塊MODMOD2, 型號為：6RI30G120，即（60A,1200V）。1. 參數計算1) 當沒有濾波電容時，三相整流輸出直流電壓為 (3―8)2) 加上濾波電容后，的最大線電壓可達到交流線電壓的峰值 (3―9)2. 元件選取 濾波電容理論上越大越好，考慮到價格和體積，電容也不能選得太大；事實上，中間直流濾波電容的容量是從限制電壓波動的角度來選擇的，因此，選用兩個電解電容器相串聯，總耐壓值為，電容量為。電容器的均壓電阻取。圖3中為變頻電路啟動時的限流電阻,由于變頻電路通電瞬間,濾波電容相當于短路,因而,沖擊電流很大,故需加電阻來限流,實際上當電容充電時, 和、構成的回路是一個典型的一階慣性環(huán)節(jié)，其時間常數；故在零初始狀態(tài)下，電容上電壓的相應方程式為 (3―10)當t=4T時，故可選取充電時間為t=4T=。假若要求充電時間，那么 (3―11)故上消耗的功率為： (3―12) 實際上，假若不是經常性的沖放電時，的瓦數可選小一些，以減小設備的體積。實選開啟限流電阻為：。1) 輸出直流電壓 (3―13)式中，為安全系數，；。2) 額定狀態(tài)下，直流側的功率，不計逆變器的損耗和電機的諧波損耗，有 (3―14)3) 直流電流平均值 (3―15)4) 整流器交流側輸入的電流有效值可近似為 (3―16)5) 熔斷器的額定電流為 (3―17)所以，實選熔斷器熔體額定電流為。1. 交流側過流保護快速熔斷器熔體的額定電流為 (3―18)其中，是與負載的過載倍數以及整流模塊的安全裕量有關的系數，考慮到，取=，所以有 =，故實選熔斷器額定電流為30A。2. 靜電感應過壓抑制電容取為（經驗選取）。3. 進線電抗L的電感量 按下面的經驗公式計算 (3―19)式中，——與變頻器容量相當的整流變壓器的短路比，100以下的一般取為5，將，代入上式得 故實選進線電感量220，額定電流為30A(交流)或飽和電流為50A()。 逆變器功率器件IGBT選擇IGBT是場控大功率器件，具有自關斷能力，開關速度高，所以，使用IGBT可使逆變器結構小巧。但它熱時間常數小，承受過載能力差；因此，在實際的應用時，應從負載最嚴重的情形來選擇功率器件。本系統(tǒng)中，最嚴重的情況是異步電動機的啟動電流為額定電流的（~，且要考慮電流峰值。1. IGBT集電極電流計算公式為 (3―20)式中，——電機過載倍數?！姍C額定電流所以，=考慮安全裕量，實取200A。2. IGBT的耐壓值 IGBT關斷時的峰值電壓為: （3—21）式中，為安全系數，150由引起的尖峰電壓。令，并向上靠攏，IGBT的實際電壓等級應取1200V。 本章小結 本章首先介紹了主電路的基本結構，對主電路中的整流電路、濾波電路、逆變電路以及能耗制動電路的工作原理進行了分析；然后，根據系統(tǒng)參數要求，對主電路中元器件參數進行了分析、計算，并根據計算結果選擇了元器件。第四章 系統(tǒng)控制電路設計 控制電路和保護電路是整個系統(tǒng)的控制核心，主要包括逆變器的控制電路設計（主要是SPWM的產生控制和IGBT驅動控制），系統(tǒng)過壓、過流、以及泵升電壓的保護等。它作為交流電機變頻調速系統(tǒng)的核心部分，在影響整個系統(tǒng)的性能方面占有極其重要的地位，它主要是向變頻主電路提供各種控制信號，以使主電路安全、可靠的工作。 觸發(fā)控制回路設計圖6 觸發(fā)控制電路結構框圖 SPWM的生成原理 SPWM的生成原理如圖18所示 圖7 SPWM生成原理仍采用傳統(tǒng)的三角波和正弦波疊加原理，且采用雙極性規(guī)則采樣法II，由于每個周期的采樣時刻都是固定的（圖中E點），根據脈沖電壓對三角載波的對稱性，假設A相電壓瞬時電壓表達示為U=Sin(wt)?？傻妹}寬時間：t=T/2[1+MSin(wt)]t=T/2[1+MSin(wt120)] t=T/2[1+MSin(wt+120)] 而間隙時間： t=t=(Tt)/2 t=t=(Tt)/2 t=t=(Tt)/2 CPLD功能實現及VHDL程序設計 1．CPLD內部結構框圖及工作特點 圖8 設計的CPLD內部框圖 應用 MAXPLUSII軟件設計變頻調速系統(tǒng)的功能與原理框圖如圖8所示。主要包括過壓保護電路、過流保護電路、復位電路、三相六路 PWM波形發(fā)生器電路和芯片內部存儲器等。復位腳低電平有效，當輸入為低時，六路PWM輸出為低電平，所有的內部計數器置零，瞬時基波頻率置零。速度由頻率設定腳確定，該腳輸入8位數據，實現設定基波頻率的改變。過壓信號和過流信號輸入腳為高電平時，封鎖三相六路 P WM輸出信號。 它的特點有：載波頻率為24KHZ（超音頻），三相六路波形，用VVVF策略控制；調制基波頻率范圍在0－20KHZ；調制方式為中心調制；死區(qū)時間、V／ F曲線等參數可由用戶設定置于片內ROM。CPLD數字系統(tǒng)工作原理及控制策略 （1）三角波的產生及SPWM的實現 運算所得的數據生成PWM波形信號的電路示意圖如圖9所示 圖9中心對稱方式SPWM信號產生方式 芯片輸出的三相六路SPWM波形的產生是通過SPWM調制方法，芯片內部采納了類似Intel公司微控制器SX196MC／ MH的 PWM波形發(fā)生的中心調制模式。如圖9所示，輸入16MHZ晶振時鐘計數產生三角波，計數從0到p，再從p返回到0。此處p為三角波計數峰值（該處用332）。芯片采用24kHZ的載波頻率。當D=neutral時，所以稱neutral為相中心點。正弦表格里存有 0到180176。共 750個數據，其峰值設為166。令 step為步長，令circle為累積步長，令m為步數，circle=m step。當circle= 1500176。時，調整正弦波到達360176。令γ為調制深度，γ的最大值是8位數據255由ROM送至芯片。令D= Sin(mstep),即查正弦表格的得到的值，γ取最大值 255，D取最大值 166時，有以下關系： γD/255 = 166 = netural采用乘法器舍去低8位實現。令D1=γD/255每個載波周期由正弦調幅結果為：D=neutral+D1 （0＜circle≤750 0180176。）D=neutralD1 （750＜circle≤1500 180176。360176。）D與三角波比較，得到不加死區(qū)的脈沖寬度。（2）、死區(qū)時間設置 由圖9知： 2F（DD180。）=T D180。=D T/2F（3）、調速的實現 通過改變步長step,查詢正弦表格的步長改變，即可改變調制頻率F。（4）、控制芯片設置了一種保護電路，是過流保護，檢測目標是三相逆變橋的公共地線上的電流，防止電路中有短路或負載過重時所產生的大電流，當控制芯片過流信號保護管腳為高電平時，封鎖三相六路波形輸出，將六路信號強制為零。結構如圖8內部所示。三相分時電路的應用 在該芯片中采用了查三角函數表取所需的三角函數值方法。由于控制芯片需要輸出三相六路SPWM脈沖信號，查三角函數表法取得所需三角函數值的電路結構有兩種，一是建立三個相位互差 120176。的三角函數表，輸出的SP WM波形脈沖的脈寬數據通過即時運算電路得到，一種是建立一個三角函數表，輸出的SP WM波形脈沖的脈寬數據通過分時運算電路得到，運算時間對輸出波形不會有什么影響，內部的ROM空間要求也很小。 圖10 三相分時運算電路示意圖 如果每相分別用獨立的電路實現，將多耗費許多邏輯門，并且占用三個正弦表格