【文章內(nèi)容簡介】 驅(qū)動電壓的要求，限制了與之結(jié)合使用的拓撲類型，為此，本文對一種新的單繞組自驅(qū)動同步整流方案進行了研究，從而拓寬了自驅(qū)動同步整流方案的應(yīng)用拓撲范圍。23第3章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器第3章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器 概述:前面介紹了幾種拓撲結(jié)合自驅(qū)動同步整流，這些拓撲的共同特征是主變壓器上用于驅(qū)動同步整流管的繞組電壓無為零時段，這限制了很多拓撲(如推挽、橋式)不能與自驅(qū)動同步整流結(jié)合使用。為了拓寬自驅(qū)動同步整流適用拓撲的范圍，本章分析研究了一種新的單繞組自驅(qū)動同步整流(SingleWinding SelfDriven Synchronous Rectification)(以下簡稱“SWSDSR )方案，該方案利用主變壓器上的一個輔助繞組，繞組兩端分別接在副邊兩個SR管的柵極，在主變壓器繞組電壓為零階段，兩個SR管都能導(dǎo)通，而且因為一個SR管柵極電容的放電電荷被利用來給另外一個SR管柵極電容充電，減小了驅(qū)動損耗。 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器的穩(wěn)態(tài)分析 SWSDSR對稱半橋變換器的工作原理分析如圖3. 1是單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器的簡化電路原理圖，其中，Vin為輸入電壓，C C2為中點分壓電容，變壓器原邊匝數(shù)為， 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器的簡化電路原理圖主副邊匝數(shù)為， (=)，輔助繞組匝數(shù)為。原邊繞組、輔助繞組與主副邊繞組的匝比分別為N::1, SR1和SR2是副邊的兩只同步整流管。和分別是輸出濾波電感和濾波電容。,分別代表原邊主管S1和S2的驅(qū)動信號，為兩只同步整流管SR1, SR2的驅(qū)動信號。開關(guān)周期為T，占空比為D。為便于分析，先作如下假設(shè)：（a）模態(tài)一（b）模態(tài)二 開關(guān)模態(tài)對應(yīng)的簡化等效電路圖，中點分壓電容C1, C2取得足夠大，忽略電容中點電壓的浮動，CC2可認為是電壓源，其電壓等于一半的輸入電壓。，忽略電感電流紋波，電感電流可認為等于負載電流。，忽略電容電壓紋波，電容電壓可認為等于輸出電壓。 ：無損、線性。 對稱半橋電路工作過程中，主變壓器繞組電壓不存在為零時段。 各開關(guān)模態(tài)的工作原理： ：（a)，主管S1開通，變壓器原邊繞組電壓為正，磁化電流線性增加。輔助繞組電壓為正，給SR1的柵極充電，此時因肖特基二極管D2的快速鉗位作用，輔助繞組電壓全部加在SR1的柵極電容上，使得SR1仍處于通態(tài)，SR2仍處于斷態(tài)，負載電流折射到原邊。表示主管的電流。此模態(tài)的電路方程為：= (31)= (32) S2開通，下半周期開始，其電路工作情況與上半周期對稱，關(guān)系式的推導(dǎo)與上半周期一致，這里不作贅述。經(jīng)過以上分析可見，在變壓器繞組電壓為零時段內(nèi)，單繞組自驅(qū)動同步整流方案能夠使副邊兩個SR管柵極電容上的電壓近似等于輔助繞組電壓幅值V的一半。這即說明只要輔助繞組電壓的幅值V足夠高，就可以保證在變壓器繞組電壓為零階段，兩個SR管都能夠?qū)?，避免了SR管體二極管導(dǎo)通，增大整流管導(dǎo)通損耗的問題。 SWSDSR對稱半橋變換器穩(wěn)態(tài)分析得到的幾個有用結(jié)論，輸出電壓的表達式為： (33)這里，D定義為主率導(dǎo)通時間與半周期T/2的比值： (34), S2承受的電壓應(yīng)力,為：== （35），主變壓器繞組電壓非零時，副邊對應(yīng)開通的SR管的驅(qū)動電壓為：= （36）在原邊主管關(guān)斷，主變繞組電壓為零時段，副邊兩只SR整流管同時導(dǎo)通，其驅(qū)動電壓為：= （37）： （38） SWSDSR的應(yīng)用拓撲分析 單繞組自驅(qū)動同步整流方案特別適用于主變壓器對稱工作的拓撲(推挽、橋式)。但與變壓器不對稱工作的拓撲(如互補控制半橋，正激式拓撲等)結(jié)合使用中，會因為主變壓器繞組上正負電壓幅值的不同，在其中某個SR管關(guān)斷期間，其柵源極間出現(xiàn)正壓降，當(dāng)輸入電壓變化范圍較寬時，這一正壓降就很可能超過SR管的門檻電壓，使得本應(yīng)關(guān)斷的SR管誤導(dǎo)通，電路無法正常工作，甚至毀壞電路元件。當(dāng)輸入電壓范圍較寬，在這一時段，本應(yīng)關(guān)斷的SR1管，其柵源電壓卻為正壓，，或和輔助繞組電壓幅值相對較高時，柵源電壓很可能會超過SR管的門檻電壓，使其誤導(dǎo)通。因此，當(dāng)單繞組自驅(qū)動同步整流與變壓器不對稱工作的拓撲結(jié)合使用時，受到輸入電壓范圍的限制。 同步整流管的選擇及當(dāng)今MOS管的限制 同步整流管的選擇 對開關(guān)電源設(shè)計者而言，選擇開關(guān)器件，不外乎根據(jù)線路上所需的電壓及電流來選擇某一型號。在選擇MOSFET作為功率器件時，不少設(shè)計師往往只關(guān)心其導(dǎo)通電阻的大小，對Ciss,Coss,Qg等容性參數(shù)不夠重視。這在開關(guān)頻率相對較低情況下尚可，但隨著開關(guān)頻率的不斷提高，這些容性參數(shù)對MOSFET的開關(guān)速度影響很大，而且各種容性相關(guān)損耗也很可能會與導(dǎo)通損耗相比較，甚至更高，因此必須認真考慮這些寄生參數(shù)的影響。 在選擇作為SR管使用的MOSFET時，應(yīng)根據(jù)以下的基本要求： (on)??； ； ； ； ； 。 實際確定SR管時，根據(jù)所采用的具體電路拓撲的特點，對基本的損耗公式作必要的調(diào)整，核算整流部分的總損耗。根據(jù)負載電流、開關(guān)頻率、體積、成本等具體要求，在相關(guān)軟件計算工具的幫助下，計算出滿足應(yīng)用場合的最優(yōu)電路參數(shù)。從而確定SR管。 功率MOS器件的限制 前面分析所得的SR管損耗與并聯(lián)數(shù)目、開關(guān)頻率的關(guān)系，實際上是SR管導(dǎo)通損耗與容性相關(guān)損耗之間制約關(guān)系的反映，也即SR管結(jié)電容和導(dǎo)通電阻之間相互制約關(guān)系的反映。這種相互制約關(guān)系并非用作SR管的低壓功率MOSFET器件所特有，而是現(xiàn)今的垂直功率MOSFET技術(shù)所存在的固有缺陷。功率MOSFET一般采用“質(zhì)量因子”(定義為導(dǎo)通電阻和柵極電荷的乘積()來表征其器件性能。限于現(xiàn)今的器件技術(shù)，市場上通用的一些功率MOS器件，其質(zhì)量因子的典型值也只有300400()左右的水平，因而在選擇MOSFET時，必然面臨著基本的限制：必須在導(dǎo)通電阻和柵極電荷之間取折衷，也即在導(dǎo)通損耗和容性相關(guān)損耗之間折衷。為了降低導(dǎo)通損耗，對于傳統(tǒng)的器件技術(shù)來說，必然要增大管芯的尺寸，但這同時會增大結(jié)電容，因此也就產(chǎn)生了更大的容性相關(guān)損耗，特別是在高頻化的發(fā)展趨勢下，當(dāng)開關(guān)頻率達到MHz時，SR管的容性相關(guān)損耗將成為低壓/大電流輸出DC/DC變換器最主要的損耗。 功率MOSFET“質(zhì)量因子”值較高，不僅限制了變換器的效率，而且限制了變換器高頻工作的能力，也就限制了變換器的小型化。現(xiàn)今很多國際知名的器件公司紛紛研制推出最新的功率器件，顯著減小了這一質(zhì)量因子值，其中以利用VLSI技術(shù)研制生產(chǎn)的橫向結(jié)構(gòu)低壓功率MOSFET最為典型，可完全消除襯底電阻和密勒電容，漏源電容也可大大減小，可望大大提高電路效率，降低整機體積和重量，滿足高功率密度指標要求。 單繞組自驅(qū)動同步整流的特點小結(jié) 優(yōu)點: 單繞組自驅(qū)動同步整流方案拓寬了自驅(qū)動同步整流在變壓器對稱工作的拓撲中(推挽、橋式)的應(yīng)用，在繞組電壓為零時段，一個SR管的柵極電容的放電電荷給另一個SR管的柵極電容充電，減小了驅(qū)動損耗。 缺點:單繞組自驅(qū)動同步整流的正常工作必須以繞組間的緊密耦合為保證，耦合不好，則會使本應(yīng)關(guān)斷的SR管在柵源間出現(xiàn)正偏電壓，存在誤導(dǎo)通的危險。因此，必須采用合適的繞制方法(及改進傳統(tǒng)變壓器的制造工藝(如采用PCB繞組和扁平鐵芯制成的扁平變壓器)，增加了變壓器制作工藝的復(fù)雜程度及成本29第4章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器仿真第4章 單繞組自驅(qū)動同步整流對稱半橋變換器仿真 本章針對單繞組自驅(qū)動同步整流方案，結(jié)合對稱半橋拓撲，進行了電路仿真和原理樣機的研制。該變換器樣機的主要技術(shù)規(guī)格如下:輸入電壓：3672V 輸出電壓：輸出電流：15A輸出電壓紋波：50mV(2%)開關(guān)頻率： 為保證電源的小型化，關(guān)鍵是減小磁性元件和散熱裝置的體積。提高開關(guān)頻率可以減小磁性元件的體積，加快瞬態(tài)響應(yīng)。但頻率的提高會使電源的開關(guān)損耗、鐵芯損耗等增大，加大散熱壓力。因此開關(guān)頻率應(yīng)綜合考慮，折衷選擇。這里選擇開關(guān)頻率為1OOKHz。 主要電路參數(shù)設(shè)計 主電路參數(shù)設(shè)計：如圖5. 1，主電路采用對稱半橋拓撲，副邊為同步整流方式。, C2的選取:在對稱半橋電路中，隨著原邊開關(guān)管的交替開關(guān)工作，C1, C2中點電位將會在/2上下按指數(shù)規(guī)律浮動，在(/2+△V)和/2△V)之間來回變化。本課題按△V=2%(/2)來選擇電容值。C1和C2中的電流大小相等，等于變壓器原邊電流的一半。實際選取C1=C2=2*()。:（1）繞組匝數(shù)比的確定考慮副邊繞組及電感電阻，有如下關(guān)系：△,記△V=，對應(yīng)最小輸入電壓，最大占空比，有： （41）輔助繞組= （42）對應(yīng)于/2的1836V范圍，取=2比較合適。輔助繞組在原邊開關(guān)管開通時的電壓范圍為918V，在原邊開關(guān)管關(guān)斷，因此，滿足驅(qū)動要求。因為副邊繞組流過較大電流，故希望繞組匝數(shù)越少越好，從而變壓器各繞組的匝數(shù)分別取為：=6，,=3。滿載時，占空比最大， （43）輕載時，占空比最小， （44）（2）計算并選定導(dǎo)線線徑:忽略濾波電感電流紋波，則流過副邊主繞組的電流有效值為： （45）取磁化電流=5%，原邊的電流幅值： （46）有效值： （47）輔助繞組的峰值電流為3A左右，但一周期內(nèi)有電流流過的時間較短。（3）輸出濾波電容器的設(shè)計：在實際應(yīng)用中，特別在高頻開關(guān)電路中，在滿足電容器的容值計算要求的情況下，影響輸出電壓紋波的主要因素還是電容的ESR。輸出電壓脈動，取為輸出電壓的2%，則=50mV （48） 所選輸出濾波電容的等效ESR應(yīng)當(dāng)小于這一計算值。輸出電容的選取除了滿足紋波要求外，還要求在輸入電源掉電后有一定的輸出電壓維持時間，在本變換器中用2200uF/ 16V電解電容（4）串聯(lián)藕合電容的選擇: 實際電路中，為防止電路不對稱等原因引起的變壓器直流偏磁現(xiàn)象，在變壓器原邊加了一個串聯(lián)電容C3，把與不平衡的伏秒積成正比的直流偏壓濾掉，從而平衡了變壓器的伏秒積。由于此電容串聯(lián)在功率回路里，因而在選擇其電容量時，必須保證其與副邊濾波電感組成的串聯(lián)電路的諧振頻率低于變換器的開關(guān)頻率，而且C3的充電電壓不超過(/2)的5%，以免影響到占空比。 同時，應(yīng)當(dāng)考慮到流過電容的電流等于變壓器原邊電流值。 uF/63V的無極性的薄膜電容。 控制電路的參數(shù)設(shè)計 、死區(qū)、軟起動設(shè)計:控制電路采用SG3525集成PWM芯片，只須加少量的外圍器件就能實現(xiàn)很好的性能。11和14腳輸出兩路占空比可調(diào)、相位相差180度的方波電壓。其應(yīng)用十分廣泛，具體的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及用法見相關(guān)資料介紹，這里不作詳述 ，振蕩器的頻率由6腳接地電阻Rt和5腳接地電容Cr確定，取Cr=2nf,Rt=，使得振蕩器頻率為200KHz。從而SG3525每路輸出的頻率為100 KHz。5腳和7腳之間接5電阻R0，設(shè)定死區(qū)時間。按資料上的公式，理論計算得出的振蕩器頻率會和實際測量的頻率略有差別，這主要是電阻、電容以及SG3525本身存在誤差，以SG3525實際輸出的驅(qū)動頻率為準。8腳通過luF電容接地實現(xiàn)軟起動功能。 SG3525振蕩頻率、死區(qū)、軟起動設(shè)計圖 ： 由于MOSFET應(yīng)用在橋路中，驅(qū)動需要隔離，這里采用如圖4. 3所示的驅(qū)動電路。SG3525的11和14腳輸出信號先經(jīng)過一級圖騰柱推拉放大，再接上后面的驅(qū)動電路。Q1,Q2分別取為晶體管8050, 8550。C取為luF的電容，T為用于高頻、且具有高磁導(dǎo)率的磁罐。已知變換器輸入電壓的變化范圍為(3672)V，變壓器變比N=6:1,L=,C=6603uF，滿載到Imin對應(yīng)的負載電阻為(1/65/3),Ts=l0us,=。從第三章閉環(huán)分析可知，在不加補償網(wǎng)絡(luò)時，開環(huán)傳函的低頻段增益很低，不能滿足要求。為了形成穩(wěn)定快速的反饋控制系統(tǒng)。對于這種補償方式的特點和計算方法在相關(guān)文獻中已有比較詳細的敘述，這里不再贅述。補償網(wǎng)絡(luò)由SG3525內(nèi)部的運算放大器和阻容元件組成，1號腳為SG3525內(nèi)誤差放大器的反相輸入端，即輸出電壓的反饋信號端，2號腳為SG3525內(nèi)誤差放大器的同相輸入端，置為基準電壓端。經(jīng)過在整個輸入電壓變化范圍和負載變化范圍內(nèi)對參數(shù)的選擇調(diào)整，最終選擇了以下參數(shù)值。Rg=,R9=130,R10=20K,C9=20nF, C10=2nF,C11=。通過仿真的驗證，以上參數(shù)的選擇合理。 主電路補償網(wǎng)絡(luò) 仿真結(jié)果仿真波形： 開環(huán)電路原理圖 開環(huán)原邊繞組電壓波形