【文章內容簡介】 模型和高頻模型兩種，本文重點研究的三相電壓型PWM整流器的開關頻率一般遠高于電網基波頻率，故只需考慮低頻模型。 ABC靜止坐標系下的低頻數(shù)學模型，應用基爾霍夫電壓定律，可得其交流側電壓方程： Ls+Rsia=usaura () Ls+Rsib=usburb () Ls+Rsic=uscurc ()，可得整流器的直流側電流方程為： idc=C+ ()將式()代入式()中，得： C+=mImcos() ()在式()中，令=0，可得PWM整流器穩(wěn)態(tài)時的輸出電壓表達式： udc=mRLImcos() ()將式()代入式()，整理后便可得到PWM整流器交流側的低頻狀態(tài)方程： =+()從式()可以看出，無論采用何種控制策略，PWM整流器控制的實質就是通過調節(jié)控制電壓uca，ucb，ucc來實現(xiàn)對交流輸入電流的控制。 對于三相電路，運用復平面的矢量空間概念，即在三個靜止對稱軸(a，b，c)上用一個旋轉矢量來表示三相的合成。在這里，三個靜止對稱(a，b，c)軸表示為靜止的三相ABC坐標系，矢量則選定為Park矢量。假定坐標系的A軸與Park矢量復平面的實軸重合，Park矢量的表達式為： X(t)=[Xa(t)+Xb(t)+Xc(t)] ()式()中α為旋轉因子，=e，Xa(t)，Xb(t)，Xc(t)為三相靜止坐標系下的三相物理量。由于電壓或者電流都可作為三相物理量，則可以得到以下一些變量的空間矢量：網側電壓空間矢量表示為： =(usa+usb e+usc e) ()將式()代入上式可得： =Um e ()輸入電流空間矢量表示為： =(ia+ib e+ic e) =Ime () 輸入電壓空間矢量表示為： =(ura+urb e+urc e)=Um e ()式()的交流側低頻模型方程也可以表示成為空間矢量的形式，其矢量方程如下： Ls+Rs= ()畫出方程()的空間矢量圖，： PWM整流器交流側矢量方程的空間矢量圖在上圖中，各空間矢量都以工頻的角速度作逆時針旋轉并保持相對位置不變。通過控制輸入電壓Ur的幅相，即可以控制電流與電網電壓空間矢量間的相對位置，從而實現(xiàn)四象限運行。 兩相旋轉坐標系下的低頻數(shù)學模型以上是基于三相靜止坐標系對三相電壓型PWM整流器進行分析的。由于其交流側均為具有一定頻率、幅值和相角的正弦實變交流量，不利于系統(tǒng)控制。因此我們可以通過坐標變換，將三相靜止坐標系變換到兩相坐標系。即可降低系統(tǒng)的階次，簡化系統(tǒng)的分析和處理?？紤]等量變換原則，3/2坐標變換矩陣為： ==C3s/2s ()其逆變換矩陣為： == C2s/3s ()下面推導PWM整流器在dq同步旋轉坐標系下的數(shù)學模型。假設dq坐標的d軸在初始時刻和αβ坐標的軸重合，則靜止坐標系與旋轉坐標系之間的變換關系如下： ==C2s/2r () == C2r/2s ()： 兩相旋轉到兩相靜止變換在式()和()中，C2s/2r和C2r/2s互為逆矩陣，聯(lián)立式()和()， αβ—dp坐標系的變換關系，變換整理后可得dp內坐標系下的狀態(tài)方程： =+ ()可得三相靜止坐標系到兩相旋轉坐標的變換矩陣： ==C3s/2r ()： 三相到兩相旋轉變換 三相電壓型PWM整流器的電流控制策略整流器有兩個控制目標：一是輸入交流電流幅相控制，二是輸出直流電壓保持穩(wěn)定。PWM整流器系統(tǒng)控制的關鍵就在于對交流電流的幅相控制。目前，電流控制技術主要分為間接電流控制和直流電流控制兩大類。其中間接電流控制的優(yōu)點是：控制系統(tǒng)結構簡單，一般無需電流反饋控制，但缺點是：電流的動態(tài)響應較慢，交流側電流中包含直流分量，且對系統(tǒng)參數(shù)波動較敏感，因而一般應用于對三相動態(tài)響應要求不高的場合。而直接電流控制具有動態(tài)響應快、電流控制精度高，對系統(tǒng)參數(shù)波動不是很敏感等明顯優(yōu)點，使其成為目前應用最廣泛的控制方法之一。 間接電流控制間接電流控制又稱相位幅值控制，其實質是通過PWM調制，在三相VSR橋路交流側產生幅值和相位都能夠控制的正弦電壓。該電壓與電網電動勢經過交流側電感的濾波，形成幅值和相位都能夠控制的正弦基波電流。由于這種三相VSR電流控制方式是通過控制交流側電壓進而達到控制三相VSR交流側電流的目的，因而是一種間接電流控制方式。由于這種間接電流控制簡單，無需設置交流電流傳感器，因而是一種簡單三相VSR控制方案。要實現(xiàn)三相PWM整流器的間接電流控制，關鍵在于由三相VSR交流側電流矢量指令，并通過簡單的控制運算，獲得三相PWM整流器的調制信號。一般在引入指令電壓反饋后采用PI調節(jié)器，其輸出就作為電流內環(huán)的指令幅值，再根據對三相電網電動勢相位的檢測得到所需的指令電流的相角，從而得到了三相VSR間接電流控制的指令電流矢量。 直接電流控制直接電流控制是采用閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)實現(xiàn)對電流的幅相控制，其優(yōu)點有：電流控制精度高、動態(tài)響應速度快、過流保護容易等，直接電流控制目前已成為開關控制技術的主導方向。直接電流控制策略的優(yōu)勢有：其一，可以獲得理想的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)電流控制效果；其二，會對負載變化、輸出直流電壓的波動、功率開關的壓降、橋臂死區(qū)等因數(shù)對輸入電流的影響產生都有很強的抑制作用。直流電流控制是在間接電流控制性能不足的情況下提出來的，兩者的結構區(qū)別主要為是否具有網側電流閉環(huán)。由于網側電流閉環(huán)控制的應用，使得整流器網側電流的動、靜態(tài)性能得到了極大地提高，同時也使系統(tǒng)參數(shù)的變化對網側電流的影響微乎其微，從而增強了電流控制系統(tǒng)的魯棒性。當有源電力濾波等領域要用到三相PWM整流器時，網側電流的控制性能就至關重要，直接決定了系統(tǒng)的好壞。目前已經廣為人知的直接電流控制方式有：固定開關頻率的PWM電流控制、滯環(huán)電流控制等。一般來說，固定開關頻率的PWM電流控制由于算法比較簡單，實現(xiàn)起來也較為方便，并且由于其固定的開關頻率使得網側電感設計起來相對較為簡單，具有一定的優(yōu)勢。但是在開關頻率比較低的時候，固定開關頻率也有其缺點：一是電流動態(tài)響應比較慢；二是電流動態(tài)偏差隨電流變化率的變化而變化。兩者對比之下，滯環(huán)PWM電流控制的電流響應速度很快，且網側電流跟蹤的誤差將會隨著設定電流指令上下限的減小而減小，從而使電流控制的精度大大提升，但缺點是開關頻率不固定，使網側電感設計困難，開關損耗增大，所以很少用于大功率場合[8]。(1)三角載波比較法滯環(huán)電流控制法雖然實現(xiàn)簡單，但其開關頻率不固定，且隨著系統(tǒng)運行條件的變化而變化，不能有效地控制開關器件的最高開關頻率：三角載波比較的電流直接控制方式中，功率開關器件的開關頻率固定，并等于載波頻率，這給高頻濾波器的設計帶來方便，并且輸出的電流所含的諧波少，因此常用于對諧波和噪聲要求嚴格的場合。指令電流ia*、ib*、ic*和交流側電流傳感器的電流ia、ib、ic進行比較，求出電流偏差，送入運算放大器A放大后，其輸出再進入比較器和三角載波比較，由此得到頻率與載波頻率相同的PWM波形控制開關管的通斷。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，比例系數(shù)與積分時間常數(shù)直接影響電流控制的特性。(2) 滯環(huán)電流控制這種控制策略是將指令電流與反饋電流通過固定環(huán)寬的滯環(huán)比較單元，在通過電網電動勢的前饋控制生成三相正弦調制電壓。滯環(huán)電流控制的電流環(huán)沒有PI、PID或者P調節(jié)，而只有一個滯環(huán)比較器，當電流的偏差值超過了滯環(huán)比較器給定的范圍時，按照一定的規(guī)則控制開關器件的開通和關斷，從而實現(xiàn)對電流的實時跟蹤。與無電流內環(huán)的間接電流控制相比，固定開關頻率的PWM電流控制加快了電流的響應速度，改善了電壓外環(huán)的動態(tài)性能。但是，固定開關頻率的PWM電流控制對系統(tǒng)的參數(shù)以及負載的擾動仍然比較敏感，在三相VSR交流側電壓峰值Urm波動時，電流跟蹤的偏差大小也跟著波動。而滯環(huán)電流控制在整流器交流側電壓峰值Urm波動的同時，整流器的開關頻率也同時改變，因此可以減小電流跟蹤的誤差，彌補了固定開關頻率的PWM電流控制在電流跟蹤方面的不足。 SVPWM調制技術基本原理空間矢量脈寬調制SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation