freepeople性欧美熟妇, 色戒完整版无删减158分钟hd, 无码精品国产vα在线观看DVD, 丰满少妇伦精品无码专区在线观看,艾栗栗与纹身男宾馆3p50分钟,国产AV片在线观看,黑人与美女高潮,18岁女RAPPERDISSSUBS,国产手机在机看影片

正文內(nèi)容

單相逆變電源控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)畢業(yè)論文(編輯修改稿)

2024-07-24 13:37 本頁(yè)面
 

【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 ,采用脈寬調(diào)制技術(shù)不僅能夠提供較好的逆變器輸出電壓和電流波形,而且提高了逆變器對(duì)交流電網(wǎng)的功率因數(shù)。工程實(shí)際中應(yīng)用最多的是正弦PWM(SPWM)法。三角波調(diào)制法是目前逆變電源中應(yīng)用較多的產(chǎn)生SPWM波的方式,它是建立在每一個(gè)特定時(shí)間間隔內(nèi)能量等效于正弦波所包含的能量的概念上發(fā)展起來(lái)得一種脈寬調(diào)制方式,下圖表示三角波調(diào)制法的能量等效圖。為了得到接近于正弦波的脈寬調(diào)制波形,我們可以將正弦波的一個(gè)周期在時(shí)間上劃分為N等分(N是偶數(shù)),每一等分的脈寬都是2*PI/N。這樣就可以分別計(jì)算出在各個(gè)時(shí)間間隔中所包含的面積如圖所示。在每個(gè)特定的時(shí)間間隔中,我們都可以用一個(gè)脈寬與其對(duì)應(yīng)的正弦波所包含的面積相等或成比例。但其脈沖幅度都等于Um的一個(gè)矩形脈沖來(lái)分別代替相應(yīng)的正弦波部分。這樣的N個(gè)寬度不等的脈沖就組成了一個(gè)與正弦波等效的脈寬調(diào)制波形。 SPWM波形序列單極性脈寬調(diào)制是用一條正弦控制波與一條在正弦波正半周的極性為正、負(fù)半周的極性為負(fù)的等腰三角波進(jìn)行比較,從而得到PWM波的調(diào)制方式。在這種調(diào)制方式中,當(dāng)正弦波為正半周時(shí),若正弦信號(hào)的幅值大于三角信號(hào)的幅值,則比較器輸出正電平;若正弦信號(hào)小于三角信號(hào)時(shí),比較器輸出零電平。而在正弦波的負(fù)半周,當(dāng)正弦信號(hào)的幅值大于三角信號(hào)的幅值時(shí),比較器輸出負(fù)電平;當(dāng)正弦信號(hào)的幅值小于三角信號(hào)時(shí),比較器輸出零電平。因此,得到的PWM信號(hào)有正、負(fù)和零三種電平。這種在控制信號(hào)的半個(gè)周期內(nèi)三角波僅在一種極性?xún)?nèi)變化,且所產(chǎn)生的SPWM波形也只在一種極性?xún)?nèi)變化的控制方式,稱(chēng)為單極性調(diào)制。 單極性脈寬調(diào)制原理全橋逆變器采用雙極性PWM控制方式時(shí),載波為全波三角波。用正弦波與三角波進(jìn)行比較,正弦波大于三角波的部分,輸出為正脈沖,小于部分,輸出負(fù)脈沖。在開(kāi)關(guān)切換時(shí),負(fù)載端電壓極性非正即負(fù),電流變化率較大,對(duì)外部干擾較強(qiáng)。負(fù)載端電壓脈沖列是由不同寬度調(diào)制的正負(fù)直流電壓組成。 雙極性SPWM 調(diào)制原理 SPWM實(shí)現(xiàn)方式從上面SPWM的基本原理的分析,這種脈寬調(diào)制的一個(gè)重要特點(diǎn)是輸出波形中基本不包含低次諧波,在脈寬輸出波中僅存在與載波頻率相近的高次諧波。通過(guò)調(diào)制波對(duì)載波的脈寬進(jìn)行調(diào)節(jié),我們可以得到不同幅值的正弦波電壓。實(shí)現(xiàn)正弦波脈寬調(diào)制波形有多種方法,主要有模擬方法,數(shù)字方法等。三角波為載波,正弦波為調(diào)制波,當(dāng)載波頻率比調(diào)制波頻率大得多時(shí),可以近似認(rèn)為在一個(gè)載波周期,調(diào)制波電壓不變。應(yīng)用單片機(jī)產(chǎn)生SPWM波,其效果受到指令功能、運(yùn)算速度、存儲(chǔ)容量和兼顧其他算法功能的限制,有時(shí)難以有很好的實(shí)時(shí)性。特別是在高頻電力電子器件被廣泛應(yīng)用后,完全依賴(lài)軟件生成SPWM波的方法實(shí)際上很難適應(yīng)高開(kāi)關(guān)頻率的要求。隨著微電子技術(shù)的發(fā)展,開(kāi)發(fā)出一些專(zhuān)門(mén)用于發(fā)生SPWM控制信號(hào)的集成電路芯片,應(yīng)用這些芯片比用軟件生成SPWM方便得多。已投入市場(chǎng)的專(zhuān)用芯片有HEF4752,SLF4520,MASl8,SG3525等。有些單片機(jī)本身就帶有直接輸出SPWM信號(hào)的端口如8XC 196MC,使用這種芯片產(chǎn)生SPWM波也比用純軟件方法要方便。在單片機(jī)中實(shí)現(xiàn)SPWM波形正是基于上述模擬方法的基本原理。一般方法是離線計(jì)算出參數(shù),在內(nèi)存中存儲(chǔ),然后再由單片機(jī)決定輸出電壓的幅值。這樣便可得到輸出電壓可調(diào)的實(shí)時(shí)SPWM波形。由于受系統(tǒng)時(shí)鐘頻率和計(jì)算能力的限制,SPWM的脈沖頻率不會(huì)很高。 DSP實(shí)現(xiàn)SPWM傳統(tǒng)的產(chǎn)生SPWM波形的方法能夠用于逆變器中實(shí)現(xiàn)幅度和頻率可調(diào)的正弦波電壓。當(dāng)負(fù)載為線性時(shí)效果還好,但是當(dāng)該逆變器帶非線性負(fù)載時(shí),電壓將發(fā)生畸變,諧波增加,嚴(yán)重影響負(fù)載的正常工作。DSP是一款高性能的數(shù)字處理芯片,它不僅運(yùn)算速度快,還有專(zhuān)門(mén)用于實(shí)現(xiàn)PWM的片內(nèi)外設(shè)。運(yùn)用DSP我們方便的實(shí)現(xiàn)頻率很高的SPWM控制信號(hào),從而減小濾波器的尺寸。而且DSP完全有可能用于逆變器中實(shí)現(xiàn)輸出電壓進(jìn)行逐點(diǎn)的控制?!?該方法的基本思想就是利用DSP具有的PWM端口,在不改變PWM方波周期的前提下,通過(guò)軟件的方法調(diào)整單片機(jī)的PWM控制寄存器來(lái)調(diào)整PWM的占空比,從而控制充電電流。該方法所要求的DSP必須具有ADC端口和PWM端口這兩個(gè)必須條件,另外ADC的位數(shù)盡量高,DSP的工作速度盡量快。在調(diào)整充電電流前,DSP先快速讀取充電電流的大小,然后把設(shè)定的充電電流與實(shí)際讀取到的充電電流進(jìn)行比較,若實(shí)際電流偏小則向增加充電電流的方向調(diào)整PWM的占空比;若實(shí)際電流偏大則向減小充電電流的方向調(diào)整PWM的占空比。在軟件PWM的調(diào)整過(guò)程中要注意ADC的讀數(shù)偏差和電源工作電壓等引入的紋波干擾,合理采用算術(shù)平均法等數(shù)字濾波技術(shù)。3 逆變電路建模及主電路參數(shù)計(jì)算單相全橋式電壓型SPWM逆變器,是由SPWM正弦脈寬調(diào)制產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)控制信號(hào)去控制功率開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通和關(guān)斷從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓的規(guī)律變換。本文選用應(yīng)用最廣的單相全橋式SPWM逆變器作為主電路。 單相全橋式逆變電路拓?fù)鋱D及等效電路一般來(lái)說(shuō),常用的單相逆變器主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有全橋和半橋兩種,半橋電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,具有開(kāi)關(guān)管數(shù)量少,驅(qū)動(dòng)簡(jiǎn)單,成本低的特點(diǎn),但輸出電壓低,適用于中小功率場(chǎng)合;全橋電路相對(duì)復(fù)雜,但控制靈活,且輸出電壓是半橋電路的兩倍,適用于較大功率場(chǎng)合。本文選用單相全橋電路結(jié)構(gòu),下圖所示的是一個(gè)帶LC 濾波環(huán)節(jié)的單相全橋逆變電路結(jié)構(gòu)圖。 上圖中,T1, T2, T3, T4為四個(gè)相同的開(kāi)關(guān)元器件。Ud為直流母線電壓,L和C分別表示輸出濾波電感和濾波電容,R為濾波電路的等效串聯(lián)電阻,Ui為逆變橋輸出電壓,Uo為濾波電路輸出電壓。圖 為其輸出等效電路。 該等效電路中,電壓源 AC 代表來(lái)自逆變橋的輸出交流電壓,不同于一般的交流電壓波形,它是一個(gè)單極性的 SPWM 脈沖序列。電流代表負(fù)載汲取的電流,其波形可以為任意,視具體負(fù)載而定。電阻R是濾波電感的等效串聯(lián)電阻以及逆變器中其它各種阻尼因素的綜合。濾波電容的等效串聯(lián)電阻影響較小,通常予以忽略。 單相全橋逆變電路的數(shù)學(xué)模型要開(kāi)展逆變技術(shù)的理論分析和實(shí)驗(yàn)研究工作,給逆變器建立數(shù)學(xué)模型,是我們的第一步工作。由于功率開(kāi)關(guān)器件的存在,逆變電路中的開(kāi)關(guān)管工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài),電路實(shí)質(zhì)上是一個(gè)非線性系統(tǒng),分析起來(lái)有一定難度。在理想情況下,假定直流母線電壓源的幅值恒定,功率開(kāi)關(guān)為理想器件,且逆變器輸出的基波頻率、LC 濾波器的截止頻率與開(kāi)關(guān)頻率比較起來(lái)足夠低,顯然這一點(diǎn)在逆變器中是自動(dòng)滿(mǎn)足的,那么逆變橋可以被看作一個(gè)恒定增益的放大器,從而可以采用狀態(tài)空間平均法來(lái)得到逆變器的線性化模型。雖然這種狀態(tài)空間平均模型不能反映開(kāi)關(guān)暫態(tài)的細(xì)節(jié),對(duì)于大多數(shù)的控制方案,己經(jīng)可以作為控制對(duì)象的一個(gè)足夠好的描述。逆變器建模時(shí),如何處理負(fù)載的動(dòng)態(tài)特性也是一個(gè)關(guān)鍵性的問(wèn)題。本文采取的方法是將負(fù)載處理為外部擾動(dòng)輸入量,這樣就可以建立一個(gè)形式簡(jiǎn)單而又是貼合實(shí)際的線性模型。,選取電容 C 和電感 L 作為狀態(tài)變量,根據(jù)基爾霍夫電壓定理 KVL 和電流定理 KCL,可以得到逆變器的數(shù)學(xué)模型如下: () ()可得逆變器的連續(xù)時(shí)間狀態(tài)方程如下: ; ()令上式中 ; ; . ; ;. ()這可得逆變器通用連續(xù)狀態(tài)空間模型為: () ()由此可以得到逆變器頻域下指令傳遞函數(shù)式和結(jié)構(gòu)框圖。 由于濾波電路的等效串聯(lián)電阻R通常較小,該系統(tǒng)通常是一個(gè)欠阻尼的二階系統(tǒng)。當(dāng)負(fù)載變化時(shí)若不加以控制,動(dòng)態(tài)過(guò)程僅由逆變器自然特性決定,必然有調(diào)節(jié)時(shí)間過(guò)長(zhǎng),動(dòng)態(tài)性能較差的問(wèn)題,引入逆變器波形控制方案是很有必要的。 單相逆變器主電路設(shè)計(jì)本課題要求設(shè)計(jì)一個(gè)輸出電壓恒定電壓、恒定頻率,并且波形質(zhì)量高的單相逆變電源。直流側(cè)輸入電壓為300V;額定輸出電壓為110V,輸出電壓頻率為50Hz,額定輸出功率10kVA,~1;交流輸出電壓穩(wěn)壓精度為177。2%,頻率精度為177。%;電源效率大于85%。:取時(shí), ():; (); () () LC 濾波器的設(shè)計(jì)PWM 調(diào)制本身的特性決定著逆變器的輸出電壓中含有較多的高次諧波分量,因而必須在逆變器的輸出側(cè)加低通濾波器來(lái)減小諧波含量,以得到50Hz 標(biāo)準(zhǔn)正弦波。當(dāng)阻性負(fù)載突然變?yōu)楦行载?fù)載時(shí),濾波電感電流可能會(huì)突變,為防止電感電流突變,因?yàn)V波電容和負(fù)載并聯(lián),它可以補(bǔ)償感性電流,因此,在設(shè)計(jì)濾波電路時(shí),在額定負(fù)載下,濾波電容要補(bǔ)償一定的感性無(wú)功電流。但是,濾波電容過(guò)大,反而會(huì)增加變壓器的負(fù)擔(dān),通常我們?cè)O(shè)計(jì)的基本原則就是在額定負(fù)載時(shí),使容性電流補(bǔ)償一半的感性電流,故可首先確定濾波電容的值。; ()其中 ; ;;。 ()故可得: 又根據(jù) ,其中, 可得 ()另外,為了使逆變器輸出電壓波形正弦度較好又不會(huì)引起諧振,濾波器的諧振頻率必須遠(yuǎn)小于輸出電壓中所含最低次諧波頻率,即開(kāi)關(guān)頻率,又要遠(yuǎn)大于基波頻率,這樣可以消除逆變器輸出電壓中低于諧振頻率的大多數(shù)低次諧波。低通濾波器截止頻率越低,輸出電壓諧波畸變?cè)叫?,但考慮流過(guò)濾波器的無(wú)功分量電流增大,也會(huì)增大變流器的體積和成本,為了達(dá)到較好的性能,由功率模塊開(kāi)關(guān)頻率為3000HZ,基波頻率為50HZ,適當(dāng)選取濾波器諧振頻率選為550HZ。由 ,可以算出濾波電感: () IGBT 模塊的選擇IGBT是Insulated Gate Bipolar Transistor(絕緣柵雙極型晶體管)的縮寫(xiě),IGBT是MOSFET和雙極型晶體管復(fù)合而成的一種器件,其輸入極為MOSFET,輸出極為PNP晶體管,它融和了這兩種器件的優(yōu)點(diǎn),既具有MOSFET器件驅(qū)動(dòng)功率小和開(kāi)關(guān)速度快的優(yōu)點(diǎn),又具有雙極型器件飽和壓降低而容量大的優(yōu)點(diǎn),其頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間,可正常工作于幾十kHz頻率范圍內(nèi),在現(xiàn)代電力電子技術(shù)中得到了越來(lái)越廣泛的應(yīng)用,在較高頻率的大、中功率應(yīng)用中占據(jù)了主導(dǎo)地位。由于IGBT的輸入控制部分為MOSFET,輸出級(jí)為雙極結(jié)型晶體管,因此兼有MOSFET和電力晶體管的優(yōu)點(diǎn):高輸入阻抗,電壓控制,驅(qū)動(dòng)功率小,開(kāi)關(guān)速度快,工作頻率可達(dá)1040kHz(比電力晶體管高),飽和壓降低(比MOSFET小得多,與電力晶體管相當(dāng)),電壓電流容量較大,安全工作區(qū)較寬。正因?yàn)镮GBT有這許多的優(yōu)點(diǎn),常常應(yīng)用于大功率逆變器場(chǎng)合。若在IGBT的柵極和發(fā)射極之間加上驅(qū)動(dòng)正電壓,則MOSFET導(dǎo)通,這樣PNP晶體管的集電極與基極之間成低阻狀態(tài)而使得晶體管導(dǎo)通;若IGBT的柵極和發(fā)射極之間電壓為0V,則MOS截止,切斷PNP晶體管基極電流的供給,使得晶體管截止。IGBT與MOSFET一樣也是電壓控制型器件,在它的柵極—發(fā)射極間施加十幾V的直流電壓,只有在uA級(jí)的漏電流流過(guò),基本上不消耗功率。IGBT模塊的電壓規(guī)格與所使用裝置的輸入電源即試電電源電壓緊密相關(guān)。其相互關(guān)系見(jiàn)下表。使用中當(dāng)IGBT模塊集電極電流增大時(shí),所產(chǎn)生的額定損耗亦變大。同時(shí),開(kāi)關(guān)損耗增大,使原件發(fā)熱加劇,因此,選用IGBT模塊時(shí)額定電流應(yīng)大于負(fù)載電流。特別是用作高頻開(kāi)關(guān)時(shí),由于開(kāi)關(guān)損耗增大,發(fā)熱加劇,選用時(shí)應(yīng)該降等使用。已知額定視在功率為10KVA,額定輸出電壓110V,可計(jì)算得額定輸出電流:Io = 10000/110 =。 輸入直流電壓為300V,留一定裕量,可選取 300A,600V的IGBT作為開(kāi)關(guān)器件,可以滿(mǎn)足以上的電壓電流要求。4 控制策略及系統(tǒng)仿真 PID概述 PID算法蘊(yùn)含了動(dòng)態(tài)控制過(guò)程中過(guò)去、現(xiàn)在和將來(lái)的主要信息。其中比例(P)代表了當(dāng)前的信息,起校正偏差的作用,加速系統(tǒng)的響應(yīng)速度,P越大,系統(tǒng)的精度越高,但將產(chǎn)生超調(diào),P取值過(guò)小則響應(yīng)慢,延長(zhǎng)了調(diào)節(jié)時(shí)間。微分(D)在信號(hào)變化時(shí)有超前控制的作用,代表了將來(lái)的信息。在過(guò)程開(kāi)始時(shí)強(qiáng)迫過(guò)程加速進(jìn)行,過(guò)程結(jié)束時(shí)減小超調(diào),克服振蕩,提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性,加快系統(tǒng)的過(guò)渡過(guò)程。也即抑制偏差向任意方向的變化,對(duì)偏差變化進(jìn)行提前預(yù)報(bào)。但D過(guò)大,則會(huì)使響應(yīng)過(guò)程提前制動(dòng),延長(zhǎng)了調(diào)節(jié)時(shí)間。積分(I)代表了過(guò)去積累的信息,它能消除靜差,改善系統(tǒng)的靜態(tài)特性。I越大,系統(tǒng)靜態(tài)誤差消除的越快,但過(guò)大的話,在響應(yīng)初期會(huì)產(chǎn)生積分飽和現(xiàn)象,引起較大超調(diào);I過(guò)小,將難以消除靜態(tài)誤差。因此設(shè)計(jì)好的PID控制器的關(guān)鍵是找到最優(yōu)的三個(gè)參數(shù)。 數(shù)字PID控制 PID控制算法是應(yīng)用最為成熟的一種控制技術(shù),已經(jīng)在模擬控制逆變電源系統(tǒng)中得到了很好的應(yīng)用。然而,由于采樣和計(jì)算延遲等因素的影響,數(shù)字PID控制直接應(yīng)用到逆變電源控制系統(tǒng)中,存在穩(wěn)定性差以及動(dòng)態(tài)響應(yīng)不夠快等缺點(diǎn)。模擬式PID控制算法的表達(dá)式為: ()其中,u(t)為控制器的輸出信號(hào),e(t)為誤差信號(hào),Kp是比例系數(shù),Ti是積分時(shí)間常數(shù),Td是微分時(shí)間常數(shù)。寫(xiě)成傳遞函數(shù)的形式: ()以和式代替積分,以增量代替微分,將式上式離散化,得到: ()其中,T為采樣周期;令積分系數(shù),微分系數(shù),有: ()數(shù)字PID控制器的Z傳遞函數(shù)為: (): 數(shù)字PID調(diào)節(jié)系統(tǒng)由于其中包含誤差的累加,所以每次輸出均與原來(lái)的位置量有關(guān),計(jì)算工作量加大,計(jì)算機(jī)的任何故障都會(huì)引起輸出的大幅度變化,對(duì)控制不利。因而產(chǎn)生了如
點(diǎn)擊復(fù)制文檔內(nèi)容
環(huán)評(píng)公示相關(guān)推薦
文庫(kù)吧 www.dybbs8.com
備案圖片鄂ICP備17016276號(hào)-1