【文章內(nèi)容簡介】 ，采用脈寬調(diào)制技術(shù)不僅能夠提供較好的逆變器輸出電壓和電流波形，而且提高了逆變器對交流電網(wǎng)的功率因數(shù)。工程實(shí)際中應(yīng)用最多的是正弦PWM(SPWM)法。三角波調(diào)制法是目前逆變電源中應(yīng)用較多的產(chǎn)生SPWM波的方式，它是建立在每一個特定時間間隔內(nèi)能量等效于正弦波所包含的能量的概念上發(fā)展起來得一種脈寬調(diào)制方式，下圖表示三角波調(diào)制法的能量等效圖。為了得到接近于正弦波的脈寬調(diào)制波形，我們可以將正弦波的一個周期在時間上劃分為N等分(N是偶數(shù))，每一等分的脈寬都是2*PI/N。這樣就可以分別計算出在各個時間間隔中所包含的面積如圖所示。在每個特定的時間間隔中，我們都可以用一個脈寬與其對應(yīng)的正弦波所包含的面積相等或成比例。但其脈沖幅度都等于Um的一個矩形脈沖來分別代替相應(yīng)的正弦波部分。這樣的N個寬度不等的脈沖就組成了一個與正弦波等效的脈寬調(diào)制波形。 SPWM波形序列單極性脈寬調(diào)制是用一條正弦控制波與一條在正弦波正半周的極性為正、負(fù)半周的極性為負(fù)的等腰三角波進(jìn)行比較，從而得到PWM波的調(diào)制方式。在這種調(diào)制方式中，當(dāng)正弦波為正半周時，若正弦信號的幅值大于三角信號的幅值，則比較器輸出正電平；若正弦信號小于三角信號時，比較器輸出零電平。而在正弦波的負(fù)半周，當(dāng)正弦信號的幅值大于三角信號的幅值時，比較器輸出負(fù)電平；當(dāng)正弦信號的幅值小于三角信號時，比較器輸出零電平。因此，得到的PWM信號有正、負(fù)和零三種電平。這種在控制信號的半個周期內(nèi)三角波僅在一種極性內(nèi)變化，且所產(chǎn)生的SPWM波形也只在一種極性內(nèi)變化的控制方式，稱為單極性調(diào)制。 單極性脈寬調(diào)制原理全橋逆變器采用雙極性PWM控制方式時，載波為全波三角波。用正弦波與三角波進(jìn)行比較，正弦波大于三角波的部分，輸出為正脈沖，小于部分，輸出負(fù)脈沖。在開關(guān)切換時，負(fù)載端電壓極性非正即負(fù)，電流變化率較大，對外部干擾較強(qiáng)。負(fù)載端電壓脈沖列是由不同寬度調(diào)制的正負(fù)直流電壓組成。 雙極性SPWM 調(diào)制原理 SPWM實(shí)現(xiàn)方式從上面SPWM的基本原理的分析，這種脈寬調(diào)制的一個重要特點(diǎn)是輸出波形中基本不包含低次諧波，在脈寬輸出波中僅存在與載波頻率相近的高次諧波。通過調(diào)制波對載波的脈寬進(jìn)行調(diào)節(jié)，我們可以得到不同幅值的正弦波電壓。實(shí)現(xiàn)正弦波脈寬調(diào)制波形有多種方法，主要有模擬方法，數(shù)字方法等。三角波為載波，正弦波為調(diào)制波，當(dāng)載波頻率比調(diào)制波頻率大得多時，可以近似認(rèn)為在一個載波周期，調(diào)制波電壓不變。應(yīng)用單片機(jī)產(chǎn)生SPWM波，其效果受到指令功能、運(yùn)算速度、存儲容量和兼顧其他算法功能的限制，有時難以有很好的實(shí)時性。特別是在高頻電力電子器件被廣泛應(yīng)用后，完全依賴軟件生成SPWM波的方法實(shí)際上很難適應(yīng)高開關(guān)頻率的要求。隨著微電子技術(shù)的發(fā)展，開發(fā)出一些專門用于發(fā)生SPWM控制信號的集成電路芯片，應(yīng)用這些芯片比用軟件生成SPWM方便得多。已投入市場的專用芯片有HEF4752，SLF4520，MASl8，SG3525等。有些單片機(jī)本身就帶有直接輸出SPWM信號的端口如8XC 196MC，使用這種芯片產(chǎn)生SPWM波也比用純軟件方法要方便。在單片機(jī)中實(shí)現(xiàn)SPWM波形正是基于上述模擬方法的基本原理。一般方法是離線計算出參數(shù)，在內(nèi)存中存儲，然后再由單片機(jī)決定輸出電壓的幅值。這樣便可得到輸出電壓可調(diào)的實(shí)時SPWM波形。由于受系統(tǒng)時鐘頻率和計算能力的限制，SPWM的脈沖頻率不會很高。 DSP實(shí)現(xiàn)SPWM傳統(tǒng)的產(chǎn)生SPWM波形的方法能夠用于逆變器中實(shí)現(xiàn)幅度和頻率可調(diào)的正弦波電壓。當(dāng)負(fù)載為線性時效果還好,但是當(dāng)該逆變器帶非線性負(fù)載時，電壓將發(fā)生畸變，諧波增加，嚴(yán)重影響負(fù)載的正常工作。DSP是一款高性能的數(shù)字處理芯片，它不僅運(yùn)算速度快，還有專門用于實(shí)現(xiàn)PWM的片內(nèi)外設(shè)。運(yùn)用DSP我們方便的實(shí)現(xiàn)頻率很高的SPWM控制信號，從而減小濾波器的尺寸。而且DSP完全有可能用于逆變器中實(shí)現(xiàn)輸出電壓進(jìn)行逐點(diǎn)的控制?！?該方法的基本思想就是利用DSP具有的PWM端口，在不改變PWM方波周期的前提下，通過軟件的方法調(diào)整單片機(jī)的PWM控制寄存器來調(diào)整PWM的占空比，從而控制充電電流。該方法所要求的DSP必須具有ADC端口和PWM端口這兩個必須條件，另外ADC的位數(shù)盡量高，DSP的工作速度盡量快。在調(diào)整充電電流前，DSP先快速讀取充電電流的大小，然后把設(shè)定的充電電流與實(shí)際讀取到的充電電流進(jìn)行比較，若實(shí)際電流偏小則向增加充電電流的方向調(diào)整PWM的占空比；若實(shí)際電流偏大則向減小充電電流的方向調(diào)整PWM的占空比。在軟件PWM的調(diào)整過程中要注意ADC的讀數(shù)偏差和電源工作電壓等引入的紋波干擾，合理采用算術(shù)平均法等數(shù)字濾波技術(shù)。3 逆變電路建模及主電路參數(shù)計算單相全橋式電壓型SPWM逆變器，是由SPWM正弦脈寬調(diào)制產(chǎn)生的開關(guān)控制信號去控制功率開關(guān)器件的導(dǎo)通和關(guān)斷從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓的規(guī)律變換。本文選用應(yīng)用最廣的單相全橋式SPWM逆變器作為主電路。 單相全橋式逆變電路拓?fù)鋱D及等效電路一般來說，常用的單相逆變器主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有全橋和半橋兩種，半橋電路結(jié)構(gòu)簡單，具有開關(guān)管數(shù)量少，驅(qū)動簡單，成本低的特點(diǎn)，但輸出電壓低，適用于中小功率場合；全橋電路相對復(fù)雜，但控制靈活，且輸出電壓是半橋電路的兩倍，適用于較大功率場合。本文選用單相全橋電路結(jié)構(gòu)，下圖所示的是一個帶LC 濾波環(huán)節(jié)的單相全橋逆變電路結(jié)構(gòu)圖。 上圖中，T1, T2, T3, T4為四個相同的開關(guān)元器件。Ud為直流母線電壓，L和C分別表示輸出濾波電感和濾波電容，R為濾波電路的等效串聯(lián)電阻，Ui為逆變橋輸出電壓，Uo為濾波電路輸出電壓。圖 為其輸出等效電路。 該等效電路中，電壓源 AC 代表來自逆變橋的輸出交流電壓，不同于一般的交流電壓波形，它是一個單極性的 SPWM 脈沖序列。電流代表負(fù)載汲取的電流，其波形可以為任意，視具體負(fù)載而定。電阻R是濾波電感的等效串聯(lián)電阻以及逆變器中其它各種阻尼因素的綜合。濾波電容的等效串聯(lián)電阻影響較小，通常予以忽略。 單相全橋逆變電路的數(shù)學(xué)模型要開展逆變技術(shù)的理論分析和實(shí)驗(yàn)研究工作，給逆變器建立數(shù)學(xué)模型，是我們的第一步工作。由于功率開關(guān)器件的存在，逆變電路中的開關(guān)管工作在開關(guān)狀態(tài)，電路實(shí)質(zhì)上是一個非線性系統(tǒng)，分析起來有一定難度。在理想情況下，假定直流母線電壓源的幅值恒定，功率開關(guān)為理想器件，且逆變器輸出的基波頻率、LC 濾波器的截止頻率與開關(guān)頻率比較起來足夠低，顯然這一點(diǎn)在逆變器中是自動滿足的，那么逆變橋可以被看作一個恒定增益的放大器，從而可以采用狀態(tài)空間平均法來得到逆變器的線性化模型。雖然這種狀態(tài)空間平均模型不能反映開關(guān)暫態(tài)的細(xì)節(jié)，對于大多數(shù)的控制方案，己經(jīng)可以作為控制對象的一個足夠好的描述。逆變器建模時，如何處理負(fù)載的動態(tài)特性也是一個關(guān)鍵性的問題。本文采取的方法是將負(fù)載處理為外部擾動輸入量，這樣就可以建立一個形式簡單而又是貼合實(shí)際的線性模型。，選取電容 C 和電感 L 作為狀態(tài)變量，根據(jù)基爾霍夫電壓定理 KVL 和電流定理 KCL，可以得到逆變器的數(shù)學(xué)模型如下： （） （）可得逆變器的連續(xù)時間狀態(tài)方程如下： ； （）令上式中 ； ； . ； ；. （）這可得逆變器通用連續(xù)狀態(tài)空間模型為： （） （）由此可以得到逆變器頻域下指令傳遞函數(shù)式和結(jié)構(gòu)框圖。 由于濾波電路的等效串聯(lián)電阻R通常較小，該系統(tǒng)通常是一個欠阻尼的二階系統(tǒng)。當(dāng)負(fù)載變化時若不加以控制，動態(tài)過程僅由逆變器自然特性決定，必然有調(diào)節(jié)時間過長，動態(tài)性能較差的問題，引入逆變器波形控制方案是很有必要的。 單相逆變器主電路設(shè)計本課題要求設(shè)計一個輸出電壓恒定電壓、恒定頻率，并且波形質(zhì)量高的單相逆變電源。直流側(cè)輸入電壓為300V；額定輸出電壓為110V，輸出電壓頻率為50Hz，額定輸出功率10kVA，~1；交流輸出電壓穩(wěn)壓精度為177。2％，頻率精度為177。％；電源效率大于85%。：取時， （）：； （）； （） （） LC 濾波器的設(shè)計PWM 調(diào)制本身的特性決定著逆變器的輸出電壓中含有較多的高次諧波分量,因而必須在逆變器的輸出側(cè)加低通濾波器來減小諧波含量,以得到50Hz 標(biāo)準(zhǔn)正弦波。當(dāng)阻性負(fù)載突然變?yōu)楦行载?fù)載時，濾波電感電流可能會突變，為防止電感電流突變，因?yàn)V波電容和負(fù)載并聯(lián)，它可以補(bǔ)償感性電流，因此，在設(shè)計濾波電路時,在額定負(fù)載下，濾波電容要補(bǔ)償一定的感性無功電流。但是，濾波電容過大，反而會增加變壓器的負(fù)擔(dān)，通常我們設(shè)計的基本原則就是在額定負(fù)載時，使容性電流補(bǔ)償一半的感性電流，故可首先確定濾波電容的值。； （）其中 ； ；；。 （）故可得： 又根據(jù) ，其中， 可得 （）另外,為了使逆變器輸出電壓波形正弦度較好又不會引起諧振，濾波器的諧振頻率必須遠(yuǎn)小于輸出電壓中所含最低次諧波頻率，即開關(guān)頻率，又要遠(yuǎn)大于基波頻率，這樣可以消除逆變器輸出電壓中低于諧振頻率的大多數(shù)低次諧波。低通濾波器截止頻率越低，輸出電壓諧波畸變越小，但考慮流過濾波器的無功分量電流增大，也會增大變流器的體積和成本，為了達(dá)到較好的性能，由功率模塊開關(guān)頻率為3000HZ，基波頻率為50HZ，適當(dāng)選取濾波器諧振頻率選為550HZ。由 ，可以算出濾波電感： （） IGBT 模塊的選擇IGBT是Insulated Gate Bipolar Transistor(絕緣柵雙極型晶體管)的縮寫，IGBT是MOSFET和雙極型晶體管復(fù)合而成的一種器件，其輸入極為MOSFET，輸出極為PNP晶體管，它融和了這兩種器件的優(yōu)點(diǎn)，既具有MOSFET器件驅(qū)動功率小和開關(guān)速度快的優(yōu)點(diǎn)，又具有雙極型器件飽和壓降低而容量大的優(yōu)點(diǎn)，其頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常工作于幾十kHz頻率范圍內(nèi)，在現(xiàn)代電力電子技術(shù)中得到了越來越廣泛的應(yīng)用，在較高頻率的大、中功率應(yīng)用中占據(jù)了主導(dǎo)地位。由于IGBT的輸入控制部分為MOSFET,輸出級為雙極結(jié)型晶體管，因此兼有MOSFET和電力晶體管的優(yōu)點(diǎn)：高輸入阻抗,電壓控制,驅(qū)動功率小,開關(guān)速度快,工作頻率可達(dá)1040kHz（比電力晶體管高），飽和壓降低（比MOSFET小得多，與電力晶體管相當(dāng)），電壓電流容量較大，安全工作區(qū)較寬。正因?yàn)镮GBT有這許多的優(yōu)點(diǎn)，常常應(yīng)用于大功率逆變器場合。若在IGBT的柵極和發(fā)射極之間加上驅(qū)動正電壓，則MOSFET導(dǎo)通，這樣PNP晶體管的集電極與基極之間成低阻狀態(tài)而使得晶體管導(dǎo)通；若IGBT的柵極和發(fā)射極之間電壓為0V，則MOS截止，切斷PNP晶體管基極電流的供給，使得晶體管截止。IGBT與MOSFET一樣也是電壓控制型器件，在它的柵極—發(fā)射極間施加十幾V的直流電壓，只有在uA級的漏電流流過，基本上不消耗功率。IGBT模塊的電壓規(guī)格與所使用裝置的輸入電源即試電電源電壓緊密相關(guān)。其相互關(guān)系見下表。使用中當(dāng)IGBT模塊集電極電流增大時，所產(chǎn)生的額定損耗亦變大。同時，開關(guān)損耗增大，使原件發(fā)熱加劇，因此，選用IGBT模塊時額定電流應(yīng)大于負(fù)載電流。特別是用作高頻開關(guān)時，由于開關(guān)損耗增大，發(fā)熱加劇，選用時應(yīng)該降等使用。已知額定視在功率為10KVA，額定輸出電壓110V,可計算得額定輸出電流：Io = 10000/110 =。 輸入直流電壓為300V，留一定裕量，可選取 300A，600V的IGBT作為開關(guān)器件，可以滿足以上的電壓電流要求。4 控制策略及系統(tǒng)仿真 PID概述 PID算法蘊(yùn)含了動態(tài)控制過程中過去、現(xiàn)在和將來的主要信息。其中比例(P)代表了當(dāng)前的信息，起校正偏差的作用，加速系統(tǒng)的響應(yīng)速度，P越大，系統(tǒng)的精度越高，但將產(chǎn)生超調(diào)，P取值過小則響應(yīng)慢，延長了調(diào)節(jié)時間。微分(D)在信號變化時有超前控制的作用，代表了將來的信息。在過程開始時強(qiáng)迫過程加速進(jìn)行，過程結(jié)束時減小超調(diào)，克服振蕩，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，加快系統(tǒng)的過渡過程。也即抑制偏差向任意方向的變化，對偏差變化進(jìn)行提前預(yù)報。但D過大，則會使響應(yīng)過程提前制動，延長了調(diào)節(jié)時間。積分(I)代表了過去積累的信息，它能消除靜差，改善系統(tǒng)的靜態(tài)特性。I越大，系統(tǒng)靜態(tài)誤差消除的越快，但過大的話，在響應(yīng)初期會產(chǎn)生積分飽和現(xiàn)象，引起較大超調(diào)；I過小，將難以消除靜態(tài)誤差。因此設(shè)計好的PID控制器的關(guān)鍵是找到最優(yōu)的三個參數(shù)。 數(shù)字PID控制 PID控制算法是應(yīng)用最為成熟的一種控制技術(shù)，已經(jīng)在模擬控制逆變電源系統(tǒng)中得到了很好的應(yīng)用。然而，由于采樣和計算延遲等因素的影響，數(shù)字PID控制直接應(yīng)用到逆變電源控制系統(tǒng)中，存在穩(wěn)定性差以及動態(tài)響應(yīng)不夠快等缺點(diǎn)。模擬式PID控制算法的表達(dá)式為： （）其中，u(t)為控制器的輸出信號，e(t)為誤差信號，Kp是比例系數(shù)，Ti是積分時間常數(shù)，Td是微分時間常數(shù)。寫成傳遞函數(shù)的形式： （）以和式代替積分，以增量代替微分，將式上式離散化，得到： （）其中，T為采樣周期；令積分系數(shù),微分系數(shù)，有： ()數(shù)字PID控制器的Z傳遞函數(shù)為： ()： 數(shù)字PID調(diào)節(jié)系統(tǒng)由于其中包含誤差的累加，所以每次輸出均與原來的位置量有關(guān)，計算工作量加大，計算機(jī)的任何故障都會引起輸出的大幅度變化，對控制不利。因而產(chǎn)生了如