【文章內(nèi)容簡介】 論文） 報(bào)告用紙 第 7 頁 共 54 頁基波分量的信號(hào)波并不一定指正弦波，在SPWM優(yōu)化模式控制中可以是預(yù)畸變的信波，當(dāng)然不同信號(hào)調(diào)制后生成的SPWM脈寬對變頻效果，比如輸出基波電壓幅值、基波轉(zhuǎn)矩、脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩、諧波電流損耗、功率半導(dǎo)體開關(guān)器件的開關(guān)損耗等的影響差異很大。SPWM技術(shù)最初應(yīng)用于直流變換電路，隨后將這種方式與頻率控制相結(jié)合，產(chǎn)生了應(yīng)用于逆變電路的SPWM控制技術(shù)。用改變調(diào)制信號(hào)頻率實(shí)現(xiàn)輸出電壓基波頻率的調(diào)節(jié)：用改變調(diào)制信號(hào)幅值實(shí)現(xiàn)輸出電壓基波幅值的調(diào)節(jié)。具體來說，就是用一種參考正弦波為“調(diào)制波”，而以N倍于調(diào)制波頻率的三角波為“載波”。由于三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此它與調(diào)制波相交時(shí)，就可以得一組幅值相等，而寬度正比于調(diào)制波函數(shù)值的矩形脈沖序列用來等效調(diào)制波，用開關(guān)量取代模擬量，并通過對逆變器開關(guān)管的通斷控制，把直流電變換成交流電。隨著逆變器在交流傳動(dòng)、UPS電源和有源濾波器中的廣泛應(yīng)用，以及高速全控開關(guān)器件的大量出現(xiàn)，SPWM技術(shù)己成為逆變技術(shù)的核心，因而受到了人們的高度重視。尤其是最近幾年，微處理器應(yīng)用于SPWM技術(shù)和實(shí)現(xiàn)數(shù)字化控制以后，更是花樣翻新，到目前為止仍有新的SPWM控制方式在不斷出現(xiàn)。目前已經(jīng)提出并得到應(yīng)用的SPWM控制技術(shù)就不下十種。尤其是微處理器應(yīng)用于SPWM技術(shù)之后，SPWM技術(shù)得到了進(jìn)一步的發(fā)展，從追求電壓的正弦波到電流的正弦波，再到磁通的正弦波；從效率最優(yōu)到轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)最小，再到噪音最小等，SPWM控制技術(shù)經(jīng)歷了一個(gè)不斷創(chuàng)新和不斷完善的過程。 SPWM 調(diào)制 SPWM 脈寬調(diào)制，是靠改變脈沖寬度來控制輸出電壓，通過改變周期來控制其輸出頻率。而輸出頻率的變化可通過改變此脈沖的調(diào)制周期來實(shí)現(xiàn)。這樣，使調(diào)壓和調(diào)頻兩個(gè)作用配合一致，且于中間直流環(huán)節(jié)無關(guān)，因而加快了調(diào)節(jié)速度，改善了動(dòng)態(tài)性能。由于輸出等幅脈沖只需恒定直流電源供電，可用不可控整流器取代相控整流器，使電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)大大改善。利用 SPWM 逆變器能夠抑制或消除低次諧波。加上使用自關(guān)斷器件，開關(guān)頻率大幅度提高，輸出波形可以非常接近正弦波。SPWM 變頻電路具有以下特點(diǎn)： 1. 可以得到相當(dāng)接近正弦波的輸出電壓； 2. 整流電路采用二極管，可獲得接近 1 的功率因數(shù)； 3. 電路結(jié)構(gòu)簡單； 4. 通過對輸出脈沖寬度的控制可改變輸出電壓，加快了變頻過程的動(dòng)態(tài)響應(yīng),現(xiàn)在通用變頻器基本都再用 SPWM 控制方式，所以介紹一下 SPWM 控制的原理。 控制理論中有一個(gè)重要的結(jié)論，即沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上，其效果基本相同。沖量既指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同。是指該環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。如把各輸出波形用傅里葉變換分析，則它們的低頻 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) （論文） 報(bào)告用紙 第 8 頁 共 54 頁段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。 根據(jù)上面理論我們就可以用不同寬度的矩形波來代替正弦波，通過對矩形波的控制來模擬輸出不同頻率的正弦波。例如，把正弦半波波形分成 N 等份，就可把正弦半波看成由 N 個(gè)彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 ∏/n ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦等分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)正弦部分面積（即沖量）相等，就得到一組脈沖序列，這就是 SPWM 波形?？梢钥闯觯髅}沖寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，SPWM 波形和正弦半波是等效的。對于正弦的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到 SPWM 波形。 在 SPWM 波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時(shí)，只要按同一比例系數(shù)改變各脈沖的寬度即可，因此在交－直－交變頻器中，整流電路采用不可控的二極管電路即可，SPWM 逆變電路輸出的脈沖電壓就是直流側(cè)電壓的幅值。 根據(jù)上述原理，在給出了正弦波頻率，幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)后，SPWM 波形各脈沖的寬度和間隔就可以準(zhǔn)確計(jì)算出來。按照計(jì)算結(jié)果控制電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的 SPWM 波形。 單極性正弦波脈寬調(diào)制方式所謂單極性控制是指在輸出波形的半個(gè)周期內(nèi)，逆變器同一橋臂中的兩個(gè)開關(guān)元件只有一個(gè)處于不斷切換的開關(guān)狀態(tài)，另一個(gè)則始終處于關(guān)斷狀態(tài)。因此，輸出波形在任何半周期內(nèi)始終為一個(gè)極性，單極性控制方式的 SPWM 波形如圖 23 所示，載波信號(hào) Ur 采用單極性等腰三角形波，控制信號(hào) U c 為正弦波形。當(dāng) U c＞Ur 時(shí)，元件開通；當(dāng) U cUr 時(shí)，元件關(guān)斷，形成的調(diào)制波是等幅、等距但不等寬的脈沖列，經(jīng)半波倒相后輸出。改變控制信號(hào) U c 的幅值時(shí)，調(diào)制波的脈寬將隨之改變，從而改變了輸出電壓的大小。改變控制信號(hào) U c 的頻率，則輸出電壓的基波頻率亦隨之而改變，這樣就實(shí)現(xiàn)既可調(diào)壓又可調(diào)頻的目的。用幅值為 Ur 的參考正弦波 Ur 與幅值為 U c 、頻率為 fc 的三角波 U c 比較，產(chǎn)生功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。單極性正弦脈寬調(diào)制原理波形如圖 23 所示，用單相正弦波全波整流電壓信號(hào)與單向三角形載波交截、再通過倒相得到功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，或直接用參考正弦波與單向三角形載波交截產(chǎn)生功率開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) （論文） 報(bào)告用紙 第 9 頁 共 54 頁000wtwtwtu0uxuruuc圖 23 單極性 SPWM 波形分析 雙極性正弦波脈寬調(diào)制方式雙極性控制則是指在輸出波形的半周期內(nèi)，逆變器同一橋臂中的兩只元件均處于開關(guān)狀態(tài)，但它們之間的關(guān)系是互補(bǔ)的，即通斷狀態(tài)彼此是相反交替的。這樣輸出波形在任何半周期內(nèi)都會(huì)出現(xiàn)正、負(fù)極性電壓交替的情況，故稱之為雙極性控制，其波形示意圖如圖 24 所示。與單極性控制方式相比，載波和控制波都變成了有正、負(fù)半周的交流方式，其輸出矩形波也是任意半周中均出現(xiàn)正負(fù)交替的情況。 圖24雙極性SPWM波形 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) （論文） 報(bào)告用紙 第 10 頁 共 54 頁 SPWM 的采樣方法 SPWM 的采樣方法有很多，下面就對一些常用的采樣方法做一個(gè)大概的介紹。 自然采樣法該方法與采用模擬電路硬件然后確定SPWM脈沖寬度的方法類似，只是這里是采用計(jì)算的方法尋找三角載波與正弦參考波的交點(diǎn)時(shí)刻，從而確定SPWM脈沖寬度。0 t1 t2 t3u urutt4 t6圖25自然采樣法示意圖 規(guī)則采樣法采用三角波作為裁波的規(guī)則采樣法示意圖如圖26所示。規(guī)則采樣法是一種應(yīng)用較廣的工程實(shí)用方法，一般采用三角波作為載波。其原理就是用三角波對正弦波進(jìn)行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點(diǎn)時(shí)刻控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)SPWM法。當(dāng)三角波只在其頂點(diǎn)(或底點(diǎn))位置對正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期(即采樣周期)內(nèi)的位置是對稱的，這種方法稱為對稱規(guī)則采樣。當(dāng)三角波既在其頂點(diǎn)又在底點(diǎn)時(shí)刻對正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期(此時(shí)為采樣周期的兩倍)內(nèi)的位置一般并不對稱，這種方法稱為非對稱規(guī)則采樣。 規(guī)則采樣法是對自然采樣法的改進(jìn)，其主要優(yōu)點(diǎn)就是是計(jì)算簡單，便于在線實(shí)時(shí)運(yùn)算，其中非對稱規(guī)則采樣法因階數(shù)多而更接近正弦。其缺點(diǎn)是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) （論文） 報(bào)告用紙 第 11 頁 共 54 頁urt2 t3t1T1Mut 圖26 規(guī)則采樣法 等面積法該方案實(shí)際上就是SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計(jì)算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機(jī)中，通過查表的方式生成SPWM信號(hào)控制開關(guān)器件的通斷，以達(dá)到預(yù)期的目的。由于此方法是SPWM控制的基本原理為出發(fā)點(diǎn)，可以準(zhǔn)確地計(jì)算出各開關(guān)器件的通斷時(shí)刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計(jì)算繁瑣，數(shù)據(jù)占用內(nèi)存大，不能實(shí)時(shí)控制的缺點(diǎn)。 SPWM 生成方法 由于正弦交流量是典型的模擬量，傳統(tǒng)發(fā)電機(jī)難以完成高頻交流電流輸出，而功率半導(dǎo)體器件于模擬狀態(tài)工作時(shí)產(chǎn)生的動(dòng)態(tài)損耗劇增，于是，用開關(guān)量取代模擬量成為必由之路，并歸結(jié)為脈沖電路的運(yùn)行過程，從而構(gòu)成了運(yùn)動(dòng)控制系統(tǒng)中的功率變換器或電源引擎。典型的H橋逆變電路很容易理解（圖27）， 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) （論文） 報(bào)告用紙 第 12 頁 共 54 頁(a)負(fù) 載(b)(c) 圖27H橋和交流電流波形圖對角聯(lián)動(dòng)的兩個(gè)開關(guān)器件和與之對應(yīng)的另一組對角橋臂同時(shí)實(shí)施交替的開關(guān)作業(yè)時(shí)，建立運(yùn)行后，流經(jīng)負(fù)載的電流即為交流電流（圖27b），考慮到功率器件關(guān)斷時(shí)的滯后特性避免造成短路，通常都做成（圖27c）的波形結(jié)構(gòu)。顯然開關(guān)器件輸出的是方波（矩形波）交流電流。 在交流應(yīng)用場合，多數(shù)負(fù)載要求輸入的是正弦波電流。 電工學(xué)認(rèn)為，周期性的非正弦交流量是直流、正弦波和余弦波等分量的集合，或者是非正弦波也可以分解為相位差和頻率不同的正弦波以及直流分量。 不良波形或失真嚴(yán)重的正弦交流量必然產(chǎn)生大量的低次、高次及分?jǐn)?shù)諧波，豐富的諧波分量與基波疊加的情景使得正負(fù)峰值幾乎同時(shí)發(fā)生，換向突變時(shí)急劇的運(yùn)動(dòng)狀態(tài)將對負(fù)載造成沖擊并導(dǎo)致負(fù)載特性的不穩(wěn)定或漂移，又加重了濾波器件的負(fù)擔(dān)，損耗也隨之增大，非但降低了電網(wǎng)的功率因數(shù)，還對周邊設(shè)備造成不良影響。 可見，簡單的方波在功率應(yīng)用場合下顯示出了不盡如人意的一面。當(dāng)然，在不觸及負(fù)載特性、能量轉(zhuǎn)換效率、環(huán)境污染和系統(tǒng)綜合技術(shù)指標(biāo)以及小功率應(yīng)用場合的前提下，就控制方法而言則顯得容易些。 自然采樣法是一種基于面積等效理念的能量轉(zhuǎn)換形式，其原理極為簡單而且直觀，并具備十分確切的數(shù)理依據(jù)，通用性及可操作性也很強(qiáng)。當(dāng)正弦基波與若干個(gè)等幅的三角載波在時(shí)間軸上相遇時(shí)，并令正弦波的零點(diǎn)與三角波的峰點(diǎn)處于同相位（圖28a），所得的交點(diǎn)（p）表達(dá)為時(shí)間意義上的相位角和對應(yīng)的瞬時(shí)幅值，交點(diǎn)間的相位區(qū)間段表示以正弦部分為有效輸出的矩形脈沖群（圖28b）。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) （論文） 報(bào)告用紙 第 13 頁 共 54 頁pp 圖28矩形脈沖圖由此，SPWM波的基本概念是每一周期的基波與若干個(gè)載波進(jìn)行調(diào)制（載波的數(shù)量與基波之比即為載波比），并依次按正弦函數(shù)值定位的有效相位區(qū)間集合成等幅不等寬且總面積等效于正弦量平均值的正弦化脈沖序列。對應(yīng)于正弦量的正負(fù)半周，實(shí)施雙路調(diào)制或單路分相處理及放大后，控制驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)器件運(yùn)行，最終得正弦化交流量的樣本波形如（圖29）所示，濾波后流經(jīng)負(fù)載的電流即為正弦波電流。 圖29正弦交流波形圖 調(diào)制過程特征 由電工學(xué)可知，正弦波方程表示為： （21）sin()mitI???? 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) （論文） 報(bào)告用紙 第 14 頁 共 54 頁式中 ：瞬時(shí)值； ：正弦波的最大值； ：角頻率（等于2 ?）； ：隨時(shí)imI??t?間而變的電氣角； ：相位角（t=0時(shí)的相位角為初相角）。由（圖28）可知，正弦?基波的零點(diǎn)和三角載波的峰點(diǎn)與時(shí)間起點(diǎn)相重合，故初相角為0，當(dāng)最大值為1，最小值為1或剔除所有無效變量后，正弦方程將簡化為單純的正弦曲線： ＝sin（ ） （22）ninp 其中: ：正弦曲線與某一直線交點(diǎn)的瞬時(shí)值；ni （ ）：正弦曲線與某一直線交點(diǎn)的相位角。p 核對其 ／2處的最大瞬時(shí)值仍然為1（負(fù)半周為－1），顯然，正半周期內(nèi)幅值區(qū)?間的上下限分別為（1，0）；正半周相位區(qū)間內(nèi)的上下限分別為（ ，0）。從而在純?坐標(biāo)條件下，調(diào)制僅為坐標(biāo)區(qū)間數(shù)量的關(guān)系而與時(shí)間或頻率無關(guān)。 由（圖28）可知，形似等腰三角形的三角載波是由許多直線相交叉形成的，因?yàn)榻徊纥c(diǎn)以外的線段處于無效區(qū)間，所以不具備調(diào)制的一般意義。由于載波比（N）是人為選定的，因而N的變化將影響直線的數(shù)量（n）、直線的傾角、直線與直線相交后交叉點(diǎn)的相位角和正弦曲線與某一直線交點(diǎn)的相位角（ ）。又由于三角波的直線線段np相交后交叉點(diǎn)的最大幅值與正弦曲線等幅，故所有直線交叉點(diǎn)位于正弦曲線正半周區(qū)間內(nèi)各自的相位角的上限和下限（ ，0）成對應(yīng)的比例；正弦曲線正半周區(qū)間?（ ，0）內(nèi)的直線與直線相交后交叉點(diǎn)的相位角分布均勻。所以，正弦曲線正半周內(nèi)?的各直線相交后交叉點(diǎn)位于各自相位區(qū)間內(nèi)幅值的上下限同樣為（1，0）。同理 ，負(fù)半周的數(shù)值分析相同。