【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 E／f≈U／f=常數(shù) (36)所以，在變頻的同時(shí)也需要變壓，這就是所謂的VVVF或VF。我們采用電源電壓U近似代替E顯然存在一定誤差。當(dāng)頻率f的數(shù)值相對(duì)較高時(shí)，定子阻抗壓降在電壓U中所占比例相對(duì)較小，U≈E所產(chǎn)生的誤差較??；當(dāng)頻率f的數(shù)值降的較低時(shí)，電壓也按同比例下降，而定子阻抗的壓降并不按同比例下降，使定子阻抗壓降在電壓U中所占比例增大，U≈E將產(chǎn)生較大誤差。因?yàn)槎ㄗ幼杩箟航邓急戎卦龃?，使得?shí)際上產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)E減小，E／f的比值減小，造成磁通量Φ減小，因而導(dǎo)致電機(jī)的臨界轉(zhuǎn)矩下降。必須采取相應(yīng)的補(bǔ)償措施—U/f轉(zhuǎn)矩補(bǔ)償法。U/f轉(zhuǎn)矩補(bǔ)償法的原理：針對(duì)頻率f降低時(shí)，電源電壓U成比例的降低引起的U下降過低，采用適當(dāng)提高電壓U的方法來保持磁通Φ恒定，使電機(jī)轉(zhuǎn)矩回升，即所謂的轉(zhuǎn)矩提升(Torqueboost)。當(dāng)頻率高于額定頻率時(shí)，為了避免電機(jī)繞組絕緣破壞的情況發(fā)生，電源電壓不能超過電機(jī)的額定電壓值，這樣可得壓頻控制原理圖如圖3—1所示：圖31恒壓頻比控制原理圖3．2電壓空間矢量(SVPWM)控制原理空間矢量PWM的英文全稱是Space Vector PWM，簡(jiǎn)寫成SVPWM或SVM。它是從電機(jī)角度出發(fā)，著眼于如何使電機(jī)獲得幅值恒定的圓形磁場(chǎng)。SVPWM控制用逆變器不同的開關(guān)模式產(chǎn)生實(shí)際磁通去逼近基準(zhǔn)磁通圓，不但能達(dá)到較高的控制性能，而且由于它把逆變器和電機(jī)看作一個(gè)整體處理，使所得模型簡(jiǎn)單，便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，并具有轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小、噪聲低、電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn)。3．2．1電壓空間矢量的三相功率逆變器一種典型的三相電壓型逆變器的結(jié)構(gòu)如圖3—2所示。圖中Va、Vb、Vc 是逆變器的電壓輸出，Q1—— Q6 是六個(gè)功率管，它們分別被a、a’、b、b’、c和c’這6個(gè)控制信號(hào)所控制。當(dāng)逆變橋上半部分的一個(gè)功率管開通時(shí)(即a、b或C為1時(shí))，其下半部分相對(duì)的功率管被關(guān)閉(即a’、 b’或C’為0)。Q1，Q3和Q5這三個(gè)功率管的開關(guān)狀態(tài)，即a、b或c為0或1的狀態(tài)，將決定Va 、Vb 和Vc 三相輸出電壓的波形情況。圖32三相電壓型逆變器結(jié)構(gòu)圖3．2．2基本電壓空間矢量的形成及作用時(shí)間的計(jì)算根據(jù)三相電壓型逆變器電路可以得出逆變橋輸出的線電壓矢量[Vab、Vbc 、Vca]t 、相電壓矢量[Va、Vb 、Vc]t和開關(guān)變量矢量[a b c]t之間的關(guān)系可以用式(3．7)和式(3．8)表示，式中Vdc是電壓型逆變器的直流供電電壓，或稱直流母線電壓和總線電壓。 () ()上式中，由于開關(guān)變量矢量[a b c ]t有8個(gè)不同的組合值(a、b或c只能取0或1)，即逆變橋上半部分3個(gè)功率管的開關(guān)狀態(tài)有8種不同的組合，故其輸出的相電壓和線電壓也有8中對(duì)應(yīng)的組合。開關(guān)變量矢量[a b c ]t與輸出的線電壓和相電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表3—1所示。表31功率管開關(guān)狀態(tài)與線、相電壓以及與相電壓在αβ坐標(biāo)系分量的關(guān)系表矢量UVW狀態(tài)相電壓線電壓αβ坐標(biāo)系VaVbVcVabVbcVcaVsαVsβU000000000000U11002Vdc /3Vdc /3Vdc /3Vdc0 Vdc0U2110Vdc /3Vdc /32Vdc /30VdcVdc U3010Vdc /32Vdc /3Vdc /3Vdc Vdc 0U40112Vdc/3Vdc /3Vdc /3Vdc 0Vdc 0U5001Vdc /3Vdc /32Vdc /30VdcVdcU6101Vdc /32Vdc/3Vdc /3VdcVdc0U711100000000在該表中Va 、 Vb 和 Vc表示3個(gè)輸出的相電壓，Vab、 Vbc 和 Vca表示3個(gè)輸出的線電壓，Vsα、Vsβ是空間矢量分解得到的子軸分量。 為了在DSP的編程中計(jì)算方便，需要利用電機(jī)的坐標(biāo)軸系變換理論進(jìn)行坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，即將線電壓和相電壓在三相平面坐標(biāo)系中的值，轉(zhuǎn)換到αβ平面直角坐標(biāo)系中，在兩個(gè)坐標(biāo)系之問轉(zhuǎn)換時(shí)須遵循電機(jī)總功率不變的原則。其轉(zhuǎn)換公式為(3．9)所示。 （）由于逆變橋中，功率管開關(guān)狀態(tài)的組合一共只有8個(gè)，則對(duì)應(yīng)于開關(guān)變量矢量[a b c]t在αβ坐標(biāo)系中的Vsα、Vsβ也只有有限種組合。他們的對(duì)應(yīng)關(guān)系同樣如表3—1所示。 為了便于運(yùn)用，將逆變器的八種開關(guān)狀態(tài)所對(duì)應(yīng)的八個(gè)基本電壓空間矢量，分別用U0 、UU2 、U3 、U4 、U5 、U6 、U7 表示，其中U0 、U7為零矢量位于中心，另外六個(gè)非零矢量幅值相等，且相鄰兩個(gè)非零矢量之間的夾角為60o，八個(gè)基本電壓空際矢量的位置和大小見圖3—3所示。 圖33基本的電壓空間矢量與開關(guān)狀態(tài)示意圖空間矢量PWM的目的是，通過與基本的空間矢量對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)的組合，得到一個(gè)給定的定子參考電壓矢量Uref。參考電壓矢量Uref阿用其αβ軸分量Uα和Uβ表示。圖3—3表示參考電壓矢量Uref和與之對(duì)應(yīng)的αβ軸分量Uα和Uβ 以及基本空間矢量Ul和Um的對(duì)應(yīng)關(guān)系(其中Ul和Um是任意兩個(gè)相鄰的基本空間矢量)。圖34電壓空間矢量分解圖圖3—4中參考電壓矢量Uref耐位于被基本空間矢量Ul和Um所包圍的扇區(qū)內(nèi)， 因此Uref可以用Ul和Um兩個(gè)矢量來表示。于是有：（）式中，Tl和Tm分別是在周期時(shí)間T內(nèi)基本空間矢量Ul和Um各自的作用時(shí)間；To是0矢量的作用時(shí)間。將上式分別在α，β軸投影得： （）由表3l可知基本空間矢量的幅值都是Vdc即Ul=Um=Vdc代入式(3．11)可得矢量作用時(shí)間： （）3．2．3用DSP實(shí)現(xiàn)SVPWM的兩種方案 前面我們已經(jīng)知道，定子參考電壓矢量Uref，耐是由它所在扇區(qū)中的兩個(gè)基本空 間矢量Ux、Ux177。1和零矢量U0或U7合成的。在每個(gè)PWM周期內(nèi)，這些基本空間矢量的不同開通順序會(huì)產(chǎn)生不同的波形模式。有兩種對(duì)稱的開關(guān)方案可供選擇，一種是用軟件實(shí)現(xiàn)SVPWM方案，另一種是用硬件實(shí)現(xiàn)SVPm4方案。1．軟件實(shí)現(xiàn)SVPWM方案將每個(gè)PWM周期分成七段，分別用U0、Ux、Ux177。UUx177。Ux、U0 (這里X可以是3或5)表示。以扇區(qū)0為例，開關(guān)切換順序應(yīng)為：U0(000)—U1(100)一U2(110)—U7(111)—U2(110)—U1(100)—U0(000)，分別計(jì)算出T0 /T0 /4+ T1/T0 /4+ T1/2+Tm /2的時(shí)間裝載到對(duì)應(yīng)的比較寄存器，得到對(duì)稱的輸出波形如圖3—5所示。這種方案可以很容易的用軟件編程控制TMS320LF2407A的三路PWM通道來實(shí)現(xiàn)。 圖35軟件方法實(shí)現(xiàn)的Uref在扇區(qū)0的SVPWM波形2．硬件生成SVPWM方案 TMS320LF2407A中具有兩個(gè)事件管理器EVA和EVB，每事件管理器中都有一個(gè)空間矢量狀態(tài)機(jī)器件?？梢愿鶕?jù)某一時(shí)刻Uref的所在扇區(qū)位置，確定主、輔矢量及作用時(shí)間Tl、Tm后重新配置比較寄存器和控制寄存器ACTR，然后由空間矢量狀態(tài)機(jī)自動(dòng)生成對(duì)稱的SVPWM波形。其實(shí)現(xiàn)方案為：將每個(gè)PWM周期分成5段，分別用Ux、Ux177。U0／U7，、Ux177。Ux表示。以扇區(qū)0為例，方案為U1(100)—U2(1l0)—U7(111) U2(1l0) U1 (100)，如圖36所示。圖36硬件方法實(shí)現(xiàn)的Uref所在扇區(qū)0的SVPWM波形硬件方案相對(duì)于軟件方案具有以下優(yōu)勢(shì)：1)硬件方案的開關(guān)頻率低，大大降低了開關(guān)損耗。2)硬件方案中SVPWM狀態(tài)機(jī)硬件完成了很多工作，減少了軟件編程難度。3)當(dāng)同等丌關(guān)頻率條件時(shí)，方案二可以具有更短的中斷周期T電機(jī)電流諧波好于軟件方案。3．3本章小結(jié)本章主要介紹了變頻調(diào)速原理，詳述了V/F控制原理和電壓空間矢量(SVPWM)控制原理，給出了用DSP實(shí)現(xiàn)SVPWM的兩種方案，并給定了對(duì)應(yīng)的SVPWM在一個(gè)PWM周期的波形，為異步電機(jī)變頻調(diào)速的軟件實(shí)現(xiàn)提供了理論依據(jù)。第四章 變頻調(diào)速系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計(jì)4．1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)如圖4．1所示，主要由整流電路、濾波電路、逆變電路、DSP 控制電路、電壓電流檢測(cè)電路、保護(hù)電路及上位機(jī)控制部分組成。本系統(tǒng)以T1的DSP芯片TMS320LF2407A為核心，由上位機(jī)給定控制信號(hào)經(jīng)串口傳給DSP，DSP接到信號(hào)后由內(nèi)部程序產(chǎn)生相應(yīng)的PWM信號(hào)，經(jīng)過快速光耦隔離后來驅(qū)動(dòng)功率器件IPM，不同頻率的PWM信號(hào)對(duì)應(yīng)不通頻率的IPM輸出三相電，從而產(chǎn)生變頻電源來控制電機(jī)速度的變化。檢測(cè)電路將檢測(cè)到的信號(hào)傳給DSP，DSP做出相應(yīng)處理后將各種信息再經(jīng)串口傳送到上位機(jī)顯示出來，使我們可以很清楚的看到系統(tǒng)運(yùn)行狀況。整流和濾波電路的作用是為IPM提供直流母線電壓。整流器 濾波器 逆變器圖41系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖4．2主電路設(shè)計(jì)主電路部分原理如圖4—2所示，由整流電路、濾波電路、逆變電路和緩沖吸收電路組成。主電路部分功能是完成系統(tǒng)電能的轉(zhuǎn)換和傳遞，它的設(shè)計(jì)好壞關(guān)系到整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本系統(tǒng)被控電機(jī)參數(shù)為：額定功率PN=900W，額定電VN=380V，額定電流IN =2．37A，額定頻率FN=50HZ。下面詳細(xì)介紹各部分電路原理及元件參數(shù)。圖42主電路圖4．2．1整流電路整流電路因變頻器輸出功率大小不同而不同。一般情況下，小功率的輸入電源多用220V，整流電路用單相全波整流橋；大功率的輸入電源用三相380V，整流電路為三相橋式全波整流電路。本課題所用電機(jī)為900W，屬于小功率范圍，因此采用220V單相整流橋整流。整流橋由四個(gè)整流二極管組成，如圖4—2。通過整流二極管的峰值電流為： （）流過二極管電流有效值為： （）二極管的電流定額為： （）考慮濾波電容充電電容的影響，要留有更大的電流裕量， 選用IN =20A。整流二極管的電壓定額： （4. 4）需選用Un=1000V。因此我們可以選用的單相整流橋規(guī)格為20A、1000V。 4．2．2．濾波電路交流電經(jīng)過整流橋整流以后輸出的電壓是脈動(dòng)的，另外，由于逆變部分產(chǎn)生脈動(dòng)電流及負(fù)載的變化都使直流電壓產(chǎn)生脈動(dòng)，為了得到平滑的直流電，必須在整流輸出端加濾波電路。通常是在整流輸出端并入大電容。濾波電容不僅能夠?yàn)V除整流輸出的電壓紋波，還在整流電路與逆變電器之間起去藕作用，以消除相互干擾，這就給作為感性負(fù)載的電機(jī)提供必要的無功功率，起到一定的儲(chǔ)能作用。在加入濾波電容之前，單相整流橋輸出平均電壓為： （）加上濾波電容之后，UD的最高電壓可達(dá)到交流線電壓的峰值： ()假設(shè)輸入電壓的波動(dòng)范圍是220V～240V，電源功率因數(shù)為0．9，那么每一個(gè)周期內(nèi)電容吸收的能量為： ()式中POUT為電機(jī)輸出功率，UPK為峰值電壓，Umin為最小交流輸入電壓?？紤]到紋波的需要，最小輸入電壓至少應(yīng)該在200V以上，所以有： ()濾波電容理論上越大越好，一般采用大容量耐壓濾波電解電容，在此我們選擇兩個(gè)1000uF，400V的電容CC2串聯(lián)進(jìn)行濾波，等效為一個(gè)耐壓800V的1000uF 的電容。并聯(lián)在電容兩邊的電阻RR2為均衡電阻，由于每個(gè)電容的參數(shù)不完全相同，此均衡電阻使串聯(lián)的電容分壓相同，同時(shí)在電源關(guān)斷時(shí)給電容提供放電回路。這里我們選擇阻值為47KΩ的電阻。4．2．3逆變電路 4．2．3．1智能功率模塊 IPM 逆變電路的功率器件采用目前最先進(jìn)的智能功率模塊IPM(Intelligent Powr Module)，IPM不僅把功率開關(guān)器件和驅(qū)動(dòng)電路集成在一起，而且還內(nèi)藏有過電壓，過電流和過熱等故障檢測(cè)電路，并可將檢測(cè)信號(hào)送到CPU或DSP作中斷處理。它由高速低工耗的管芯和優(yōu)化的門級(jí)驅(qū)動(dòng)電路以及快速保護(hù)電路構(gòu)成。即使發(fā)生負(fù)載事故或使用不當(dāng)，也可以IPM自身不受損壞。IPM一般使用IGBT作為功率開關(guān)元件，并內(nèi)藏電流傳感器及驅(qū)動(dòng)電路的集成結(jié)構(gòu)。以其高可靠性，使用方便贏得越來越大的市場(chǎng)，尤其適合于驅(qū)動(dòng)電機(jī)的控制器和各種逆變電源，是變頻調(diào)速，冶金機(jī)械，電力牽引，伺服進(jìn)給，變頻家電的一種非常理想的電力電子器件。IPM有以下優(yōu)點(diǎn)：1)開關(guān)速度快。IPM內(nèi)的IGBT芯片都選用高速型，而且驅(qū)動(dòng)電路緊靠 IGBT芯片，驅(qū)動(dòng)延時(shí)小，所以IPM開關(guān)速度快，損耗小。2)功耗低。IPM內(nèi)部的IGBT導(dǎo)通壓降低，開關(guān)速度快，故IPM功耗小。3)快速的過流保護(hù)。IPM實(shí)時(shí)檢測(cè)IGBT電流，當(dāng)發(fā)生嚴(yán)重過載或直接短路時(shí)，IGBT將被軟關(guān)斷，同時(shí)送出一個(gè)故障信號(hào)。4)過熱保護(hù)。在靠近IGBT的絕緣基板上安裝了一個(gè)溫度傳感器，當(dāng)基板過熱時(shí)，IPM內(nèi)部控制電路將截止柵級(jí)驅(qū)動(dòng)，不響應(yīng)輸入控制信號(hào)。5)橋臂對(duì)管互鎖。在串聯(lián)的橋臂上，上下橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互鎖。有效防止上下臂同時(shí)導(dǎo)通。6)抗干擾能力強(qiáng)。優(yōu)化的門級(jí)驅(qū)動(dòng)與IGBT集成，布局合理，無外部驅(qū)動(dòng)線。7)驅(qū)動(dòng)電源欠壓保護(hù)。當(dāng)?shù)陀隍?qū)動(dòng)控制電源(一般為15V)就會(huì)造成驅(qū)動(dòng)能力不夠，增加導(dǎo)通損壞。IPM自動(dòng)檢測(cè)驅(qū)動(dòng)電源，當(dāng)?shù)陀谝欢ㄖ党^l0u S 時(shí)，將截止驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 8)IPM內(nèi)藏相關(guān)的外圍電路?？s短開發(fā)時(shí)間，加快產(chǎn)品上市。9)無須采取防靜電措施。10)大大減少了元件數(shù)目。體積相應(yīng)小。4．2．3．2 IPM的選用 IPM在選用時(shí)，首先是根據(jù)變頻裝置的容量(電動(dòng)機(jī)的額定功率)，同時(shí)也要考慮供電電源容量，確定其額定值和最大值，然后選擇具體型號(hào)。選型時(shí)，有兩個(gè)主要方面需要權(quán)衡。 第一：根據(jù)IPM的過流值以確定峰值電流。峰值電流基于變頻器和電機(jī)工作的效率、功率因數(shù)、最大負(fù)載和