【正文】 Svpwm．h頭文件是用戶自己編寫的，用來定義源文件中所用到的變量、常量或類以及引用函數(shù)等，將定義獨(dú)立出來實(shí)現(xiàn)模塊化編程。主要文件如下：1) 庫文件：、 2) 頭文件：、 3) 命令文件： 4）中斷向量文件： 5）源程序文件： 有了以上這些文件，就可以在CCS調(diào)試環(huán)境中進(jìn)行源程序的編譯、鏈接并生成可執(zhí)行文件進(jìn)行仿真調(diào)試。故障中斷服務(wù)程序流程如圖5—5所示：圖52串口通信中斷程序流程圖53主程序流程圖 圖54 PWM中斷服務(wù)程序流程圖55故障中斷服務(wù)程序流程5 .2 CCS集成開發(fā)環(huán)境概述CCS(CodeComposer Studio)是TI公司推出的一個開放的和具有強(qiáng)大集成能力的DSP開發(fā)環(huán)境，該套開發(fā)環(huán)境集代碼編輯、編譯、調(diào)試等多種功能于一體，能完成DSP系統(tǒng)開發(fā)過程的各個環(huán)節(jié)，它山先進(jìn)的開發(fā)工具組成直觀的系統(tǒng)，極大地方便了程序開發(fā)，減少了DSP開發(fā)時間。主程序主要負(fù)責(zé)DSP初始化、串口接收發(fā)送、循環(huán)等待等，其程序流程如圖5—3所示。 圖422 CAN總線接口電路4．5本章小結(jié)本章主要介紹了異步電機(jī)變頻調(diào)試系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計；詳述了以功率器件 IPM為核心的主電路及其外圍接口、保護(hù)電路設(shè)計；設(shè)計了DSP最小系統(tǒng)電路及其外圍接口電路。其連接電路原理圖見圖 420：圖 420 25AA010A 連接電路原理圖4．4．3 DSP外圍接口電路設(shè)計1．串行接口串行接口電路如圖4—21，我們通過一片MAX232構(gòu)成串行通信接口。CY7C1021為64Kx 16的SRAM，存取時間最小為l0ns，故不需要插入等待周期，可保證系統(tǒng)全速運(yùn)行；并且 CY7C1021為3．3V器件，可以直接與2407A的總線相連。復(fù)位電路的基本功能是：為DSP提供低電平的復(fù)位信號，直至系統(tǒng)電源穩(wěn)定后，撤銷復(fù)位信號。2)單一時鐘信號時，選擇晶體時鐘電路。 時鐘電路有三種：1．采用晶體+2個電容 2．采用品振3．采用可編程時鐘芯片+晶體+2個電容 晶體是晶體諧振器的簡稱，是一種壓電石英晶體器件，具有一個固定的諧振頻率，在恰當(dāng)?shù)募钭饔孟拢怨潭l率震蕩。DSP最小系統(tǒng)的設(shè)計是DSP硬件設(shè)計中的最基本，也是最重要的一步。 (8) ，即控制器局域網(wǎng)模塊。其中TMS320LF2407A是TI公司面向電機(jī)控制推出的一款定點(diǎn)型DSP處理器，其特點(diǎn)可歸結(jié)如下：(1) 采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，使得供電電壓降為3．3V，減小了處理器的功耗；40MIPS的執(zhí)行速度使得指令周期縮短到25ns，從而提高了處理器的實(shí)時控制能力，使LF2407A可以提供遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過傳統(tǒng)的16位微處理器和控制器的性能。令伺服電流增益K1= I1／If，正向增益K2=I2／If；則傳輸增益K3 = K2/ K1 ，K3的典型值為1。本系統(tǒng)采用結(jié)構(gòu)簡單、性價比較高的模擬光隔離法進(jìn)行光隔，選用Agilent公司的高線性度模擬光耦器件HCNR200對模擬量和數(shù)字量進(jìn)行隔離，隔離電壓峰值達(dá)8000V，輸出跟隨輸入變化，線性度達(dá)0．01％。(3)自舉二極管的選擇在DIP—IPM中，電源電壓VCC的最大定額為450V，附加浪涌電壓50V，施加在自舉二極管上的電壓為500V。當(dāng)VS處電位上升至接近P電位水平時，C1停止充電?？刂菩盘枒?yīng)提供足夠的脈沖數(shù)或脈寬使自舉電容能被完全充電。其電路原理圖如圖47所示： 圖46 HCPL4504的脈沖特性 圖47 HCPL4504的電路原理HCPL一4504的上升沿延時最大值tPLHmax=0．5us，下降沿延時最小tPHLmin=0．2us，因此，死區(qū)時間的最小值f曲；tmin=tPLHmaxtPHLmin=0．3us。PWM信號通過光耦會產(chǎn)生一定的寄生延遲，如圖4—6所示。22KW191200PM200CLA060內(nèi)置6單元3相輸出：短路，過流，過溫，欠壓保護(hù)。 1720Ps21865內(nèi)置6單元3相輸出，過流保護(hù)，欠壓保護(hù)。峰值電流基于變頻器和電機(jī)工作的效率、功率因數(shù)、最大負(fù)載和電流脈動而設(shè)定的。 8)IPM內(nèi)藏相關(guān)的外圍電路。5)橋臂對管互鎖。IPM有以下優(yōu)點(diǎn)：1)開關(guān)速度快?？紤]到紋波的需要，最小輸入電壓至少應(yīng)該在200V以上，所以有： ()濾波電容理論上越大越好，一般采用大容量耐壓濾波電解電容，在此我們選擇兩個1000uF，400V的電容CC2串聯(lián)進(jìn)行濾波，等效為一個耐壓800V的1000uF 的電容。整流橋由四個整流二極管組成，如圖4—2。整流和濾波電路的作用是為IPM提供直流母線電壓。以扇區(qū)0為例，方案為U1(100)—U2(1l0)—U7(111) U2(1l0) U1 (100)，如圖36所示。Ux、U0 (這里X可以是3或5)表示。圖34電壓空間矢量分解圖圖3—4中參考電壓矢量Uref耐位于被基本空間矢量Ul和Um所包圍的扇區(qū)內(nèi)， 因此Uref可以用Ul和Um兩個矢量來表示。 為了在DSP的編程中計算方便，需要利用電機(jī)的坐標(biāo)軸系變換理論進(jìn)行坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，即將線電壓和相電壓在三相平面坐標(biāo)系中的值，轉(zhuǎn)換到αβ平面直角坐標(biāo)系中，在兩個坐標(biāo)系之問轉(zhuǎn)換時須遵循電機(jī)總功率不變的原則。3．2．1電壓空間矢量的三相功率逆變器一種典型的三相電壓型逆變器的結(jié)構(gòu)如圖3—2所示。我們采用電源電壓U近似代替E顯然存在一定誤差。但實(shí)際上，由于電機(jī)的磁通容量與電機(jī)的鐵心大小有關(guān)，通常在設(shè)計時已達(dá)到最大容量。其中，改變電源頻率來實(shí)現(xiàn)交流異步電機(jī)調(diào)速的方法效果最理想，這就是所謂變頻調(diào)速。這時，繞組d相當(dāng)于勵磁繞組，q繞組相當(dāng)于靜止的電樞繞 組。此外變換后的兩相繞組每相匝數(shù)是原來三相繞組每相匝數(shù)的。坐標(biāo)變換以產(chǎn)生相同的磁通為準(zhǔn)則，建立三相交流繞組、兩相交流繞組和旋轉(zhuǎn)的直流繞組三者之間的關(guān)系，從而可以建立交流異步電機(jī)的直流模型。三相繞組在空間按12amp。有了這些假設(shè)，實(shí)際異步電機(jī)可被等效為如圖2．1所示的三相異步電機(jī)物理模型。該系統(tǒng)主要由主電路、系統(tǒng)保護(hù)電路、控制回路和采樣回路組成。2006年11月TI又推出了4款32位DSP，即TMS320F2801F2801F2801—60、F2802—60，其價格比較低，但性能很高，其主頻都是60MHZ，都采用12位ADC，并推出了高分辨率的PwM模塊(HRPwM)，該特點(diǎn)對提高控制系統(tǒng)的性能，降低變換器的體積和重量都將起到積極作用。目前己在通用變頻器產(chǎn)品中得到了廣泛的應(yīng)用。大大減少了矢量控制技術(shù)中控制性能易受參數(shù)變化影響的問題。 等提出的“感應(yīng)電動機(jī)磁場定向的控制原理”和美國P．C．Custman和A．A．Clark提出的“感應(yīng)電機(jī)定子電壓的坐標(biāo)變換控制”奠定了矢量控制的基礎(chǔ)。由于IPM集成了過熱保護(hù)電路和鎖定保護(hù)電路，系統(tǒng)可靠性得到進(jìn)一步提高?？梢?，異步電機(jī)的變頻調(diào)速系統(tǒng)的研究具有重要意義。但隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展、各種新型控制器件和先進(jìn)控制方法的在電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)中的應(yīng)用，使交流電機(jī)控制精度得到極大的提高；另外，由于交流電機(jī)，特別是籠型式異步電機(jī)具有結(jié)構(gòu)簡單牢固、制造成本低廉、運(yùn)行方便可靠、環(huán)境適應(yīng)能力強(qiáng)以及易于向高電壓、高轉(zhuǎn)速和大容量方向發(fā)展等優(yōu)點(diǎn)，過去直流電機(jī)占主導(dǎo)地位的調(diào)速傳動領(lǐng)域?qū)⒅饾u被交流電機(jī)所占領(lǐng)。 論文闡述了交流異步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型和變頻調(diào)速原理；設(shè)計了以DSP最小系統(tǒng)為核心的控制電路、變頻主電路、信號采集電路等；在CCS集成開發(fā)環(huán)境下，采用C語言編程實(shí)現(xiàn)了上述的變頻調(diào)速控制策略；同時為了實(shí)現(xiàn)該控制系統(tǒng)的靈活性，還采用VC++編寫了上位機(jī)控制程序，使PC機(jī)通過串口對DSP進(jìn)行控制，并將電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)在PC機(jī)上顯示；還擴(kuò)展了CAN總線，方便了電機(jī)的多機(jī)控制和遠(yuǎn)程控制。論文最后給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果和波形分析。 另一方面，隨著世界經(jīng)濟(jì)的不斷發(fā)展，科學(xué)技術(shù)的不斷提高，環(huán)保和能源問題同趨成為人們爭論的主題。1．2交流電機(jī)變頻調(diào)速的發(fā)展概況 現(xiàn)代電力電子、微電子技術(shù)和計算機(jī)技術(shù)的飛速發(fā)展，以及控制理論的完善、各種工具的同漸成熟，尤其是專用集成電路、DSP和FPGA近年來令人矚目的發(fā)展，促進(jìn)了交流調(diào)速的不斷發(fā)展。1．2．2變頻調(diào)速控制理論的發(fā)展 一 V／F控制 早期變頻系統(tǒng)都是采用開環(huán)恒壓LL(V／F=常數(shù))的控制方式，其優(yōu)點(diǎn)是控制結(jié)構(gòu)簡單、成本較低，缺點(diǎn)是系統(tǒng)性能不高。這種理論的出發(fā)點(diǎn)是：考慮到交流電機(jī)的非線性、多變量、強(qiáng)耦合的時變系統(tǒng)，通過坐標(biāo)變換重建電動機(jī)模型即可等效為一臺直流電動機(jī)。 直接轉(zhuǎn)矩方法缺點(diǎn)在于：由于直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)是直接進(jìn)行轉(zhuǎn)矩的砰一砰控制，避開了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，控制定子磁鏈而不是轉(zhuǎn)子磁鏈，不可避免地產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動，降低調(diào)速性能，因此只能用在對調(diào)速要求不高的場合。1．2．3電機(jī)控制芯片的發(fā)展 專用于電機(jī)的控制芯片逐漸由單一MCU過渡到DSP+MCU混合芯片。 我們將目前常用的一些電機(jī)控制專用芯片的性能做了一下比較，如表11所示。 4．在CCS集成開發(fā)環(huán)境下采用C語言編程實(shí)現(xiàn)Ⅵ和電壓空間矢量(SVPWM)控制算法，控制電機(jī)實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)速功能。圖中，定子三相繞組軸線A、B、C在空間是固定的，故定義為三相靜止坐標(biāo)系。分布，必然引起三相繞組間的耦合。 在研究電機(jī)矢量控制時定義有三種坐標(biāo)系統(tǒng)，即三相靜止坐標(biāo)系(3s)、兩相靜止坐標(biāo)系(2s)和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(2r)。此變換稱為 3／2變換(3s／2s變換)。d—q和α—β軸的夾角θ是一個變量，隨著負(fù)載、轉(zhuǎn)速而變。變頻調(diào)速的方法主要有：V/F控制、矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩和電壓空間矢量(SVPWM)控制方法。因此當(dāng)磁通量增加時，將產(chǎn)生磁飽和，造成實(shí)際磁通量增加不上去，產(chǎn)生電流波形畸變，削弱電磁力矩，影響機(jī)械特性。當(dāng)頻率f的數(shù)值相對較高時，定子阻抗壓降在電壓U中所占比例相對較小，U≈E所產(chǎn)生的誤差較?。划?dāng)頻率f的數(shù)值降的較低時，電壓也按同比例下降，而定子阻抗的壓降并不按同比例下降，使定子阻抗壓降在電壓U中所占比例增大，U≈E將產(chǎn)生較大誤差。圖中Va、Vb、Vc 是逆變器的電壓輸出，Q1—— Q6 是六個功率管，它們分別被a、a’、b、b’、c和c’這6個控制信號所控制。其轉(zhuǎn)換公式為(3．9)所示。于是有：（）式中，Tl和Tm分別是在周期時間T內(nèi)基本空間矢量Ul和Um各自的作用時間；To是0矢量的作用時間。以扇區(qū)0為例，開關(guān)切換順序應(yīng)為：U0(000)—U1(100)一U2(110)—U7(111)—U2(110)—U1(100)—U0(000)，分別計算出T0 /T0 /4+ T1/T0 /4+ T1/2+Tm /2的時間裝載到對應(yīng)的比較寄存器，得到對稱的輸出波形如圖3—5所示。圖36硬件方法實(shí)現(xiàn)的Uref所在扇區(qū)0的SVPWM波形硬件方案相對于軟件方案具有以下優(yōu)勢：1)硬件方案的開關(guān)頻率低，大大降低了開關(guān)損耗。整流器 濾波器 逆變器圖41系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖4．2主電路設(shè)計主電路部分原理如圖4—2所示，由整流電路、濾波電路、逆變電路和緩沖吸收電路組成。通過整流二極管的峰值電流為： （）流過二極管電流有效值為： （）二極管的電流定額為： （）考慮濾波電容充電電容的影響，要留有更大的電流裕量， 選用IN =20A。并聯(lián)在電容兩邊的電阻RR2為均衡電阻，由于每個電容的參數(shù)不完全相同，此均衡電阻使串聯(lián)的電容分壓相同，同時在電源關(guān)斷時給電容提供放電回路。IPM內(nèi)的IGBT芯片都選用高速型，而且驅(qū)動電路緊靠 IGBT芯片，驅(qū)動延時小，所以IPM開關(guān)速度快，損耗小。在串聯(lián)的橋臂上，上下橋臂的驅(qū)動信號互鎖?？s短開發(fā)時間，加快產(chǎn)品上市。電機(jī)電流最大峰值可由下式計算： （）式中：P=電機(jī)功率(W)；OL =變頻器最大過載系數(shù)；λ=電流脈動因數(shù)；η=變顙器的效率；ψF =功率因數(shù)；異步電動機(jī)的數(shù)學(xué)模型 VAC =交流線電壓(v)。30Ps21867內(nèi)置6單元3相輸出，過流保護(hù)，欠壓保護(hù)。30KW244300PM300CLA060內(nèi)置6單元3相輸出：短路，過流，過溫，欠壓保護(hù)。而功率管IPM開關(guān)工作時，原則上是絕對不能使上下兩臂同時導(dǎo)通的。 另外，在設(shè)計接口電路時應(yīng)注意：RL的選擇建議在IOK一20K之間；CL的選擇最好在l0pF—l00pF之間；在5與8腳之間加0．1uF去偶電容；7腳和8腳需要短路連接。 圖48自舉電路及工作時序圖(1)變頻運(yùn)行時自舉電容的充放電：當(dāng)IGBT2處于導(dǎo)通狀態(tài)時，C1上的充電電壓(VCl)可通過下式來計算： （ ）式中： Vcc一控制電源電壓；VF1 —二極管D1的順方向壓降；Vsatt2 —IGBT2的飽和壓降。其后，IGBTl再次導(dǎo)通時，由于驅(qū)動電路要消耗電流， C1上的電壓開始逐漸下降。再考慮給出l00V裕量，那么二極管的耐壓應(yīng)在 600V，最好選用耐壓超過600V的具有快速恢復(fù)特性的二極管。4．3．1 HCNR200簡介 HCNR200型線性光耦的原理如圖410所示。圖410 HCNR200結(jié)構(gòu)示意圖4．3．2電壓電流采集電路設(shè)計圖411是一典型的電壓或電流采集電路。(2) 基于TMS320C2XXDSP的內(nèi)核，保證了TMS320LF2407A芯片的代碼與 TMS320系列DSP代碼兼容。(9) 串行通信接口SCI模塊。它主要包括：電源電路、時鐘電路、復(fù)位電路、仿真接頭、擴(kuò)展 SRAM等，圖413便是一個DSP最小系統(tǒng)框圖。由晶體組成的時鐘電路價格便宜，但驅(qū)動能力差，不能同時給其他器件使用，頻率范圍小(20K一60MHZ)。3)多個同頻時鐘信號時，選擇晶振。為可靠起見，電源穩(wěn)定后還要經(jīng)一定的延時才撒銷復(fù)位信號，以防電源開關(guān)或電源插頭分一合過程中引起的抖動而影響復(fù)位。為了不增加系統(tǒng)復(fù)雜度，我們只擴(kuò)展一片CY7C1021作為程序和數(shù)據(jù)存儲器。MAX232是雙路驅(qū)動／接收器，內(nèi)部包括電容型的電壓生成器，可以將5V電源轉(zhuǎn)換成符合 EIA／TIA232E的電壓等級。各部分電路都給出了詳細(xì)的原理圖。中斷服務(wù)子