【文章內容簡介】 條件時，單端變換器工作將進入連續(xù)工作狀態(tài)，也就是當功率開關管剛導通時原邊電流的初始值不為零。它的輸入功率為：（220）式（220）即為單端反激式變換器工作在磁化電流連續(xù)狀態(tài)下的基本關系式。此時因為有初始電流，使平均功率增大，故輸出功率也增大。因此在電網(wǎng)變化或者負載變化時，只需要稍微調節(jié)脈沖寬度，就能穩(wěn)定輸出電壓不變。 根據(jù)前面的討論，開關電源的設計，本質上是一個把許多變數(shù)調節(jié)到最佳值的反復過程。它的設計方法大體上可由三部分組成：一是完整的設計流程圖，二是簡明扼要的設計步驟，三是深化的數(shù)據(jù)信息處理[6]。在構思階段的流程圖，是作為一個框圖來提供全局的概貌，并指出完整的設計步驟。作者結合TOPSwitch產品手冊AN16給出的設計流程圖，給出一個比較通用的設計流程圖，適合于大多數(shù)IC控制芯片組成的反激式開關電源。在上一節(jié)中討論的變換器的三種工作模式的區(qū)別，體現(xiàn)在設置電流比例因數(shù)、確定原邊電流和計算原邊電感等步驟上。反激式開關電源的流程圖如下： 單端反激式開關電源的逐步設計方法流程圖 根據(jù)流程圖，將已知的技術指標帶入計算，可以逐步對開關電源進行設計。根據(jù)選擇的IC控制芯片和開關管的不同，設計步驟可能有所不同，大基本上不會有很大的差異。作者將在第三章中分別討論用TOPSwitch系列和UC3844控制芯片來設計單端反激式開關電源。 在電磁元件的設計中，一般都涉及到線圈。在低頻時，依據(jù)線圈直流電阻引起的允許損耗設計線圈。在給定損耗和散熱條件下，選取磁芯和導線尺寸。但是隨著開關電源工作頻率增加，高頻電流值線圈中流通產生嚴重的高頻效應，加之寄生電感、電容的影響大大地損害了開關電源電路的性能，如效率降低、電壓尖峰、寄生振蕩和電磁干擾等。為了對付寄生效應產生的有害影響，電路上可采用緩沖、箝位等措施改善高頻開光電源的性能。然而這樣做的代價是使電路復雜化，可靠性降低。因此，弄清楚寄生參數(shù)產生的原因，從根本上找到減少這些不利的高頻電磁效應的方法，是改善開關電源中變壓器的性能，從而提高開關電源的可靠性的有利途徑。 載流導線總是兩條線，假設電流的回流線相距非常遠，回流線磁場不會對單根載流導線的磁場產生影響。當流過導線的電流是直流或低頻電流I，在導線內和導線的周圍將產生磁場B，磁場從導體中心向徑向方向擴展開來。 低頻時單根導線的磁場 取沿導線長度的橫截面，低頻電流值整個截面上均勻分布。當導體通過高頻電流i時，變化的電流就要在到體內和導體外產生變化的磁場（）垂直于電流方向。根據(jù)電磁感應定律，高頻磁場中導體內沿長度方向的兩個平面L和N產生感應電勢。此感應電勢在到體內整個長度方向產生的渦流（abca和defd）阻止磁通的變化?？梢钥吹綔u流的ab和ef邊與主電流OA方向一致，而bc邊和de邊與OA相反。這樣主電流和渦流之和在導線表面加強，越向導線中心越弱，電流趨向于導體表面，這就是所謂的集膚效應。 高頻電流引起的集膚效應 可以將上述導體內由中心到表面的磁電關系等效為一個L、R的倒L形串聯(lián)等效電路。其中，表示表面外的全部電感，表示n單元單位長度的電感，表示導體單位長度的電阻。A點表示導線表面，B點表示導線的中心。電路的輸入是導線的全部電流。當流過低頻電流時，電感作用很小；但流過高頻電流時，由于分布電感作用，外部電感阻擋了外加電壓的大部分，只是在接近表面的電阻才流過較大電流。由于分布電感降壓，表面壓降最大，由表面到中心壓降逐漸減少，電流也愈來愈小，甚至沒有電流，也沒有磁場。 集膚效應的電路描述導線中電流密度從導線表面到中心按指數(shù)規(guī)律下降，導線有效截面積減少而電阻加大，損耗加大。工程上定義從表面到電流密度下降到表面電流密度的1/e的厚度為穿透深度△，其與頻率和導線物理性能的關系式為：（221）式中，為導線材料的磁導率，為材料的電導率，k為材料電導率溫度系數(shù)，為角頻率。對于圓導線，直流電阻反比于導線截面積。因集膚效應使導線的有效截面積減少，交流電阻增加，當導線直徑大于兩倍穿透深度時，交流電阻與直流電阻之比可表示為導線截面積與集膚面積之比：（222）可見，穿透深度與頻率平方根成反比，而隨著頻率的增加，穿透深度減少，/隨之增加。大直徑的導線因交流電阻引起的交流損耗大，經常用截面之和等于單導線的多根直徑小于穿透深度的導線并聯(lián)，以減少集膚效應帶來的交流損耗[9]。當回流導體靠近時，彼此產生的磁場向量相加。在兩根流過相反電流導線之間的磁場疊加，場地強度最強。在兩導線外側，兩磁場抵消，磁場強度很弱。而在導線內部，由兩導線外側向內逐漸加強，到達導線內表面時磁場最強。若兩根導線厚道大于穿透深度，流過相反的且相等的高頻電流和時，導線A流過的電流產生的磁場穿過導線B,與集膚效應相似，在導線B中產生渦流。在靠近A的一邊渦流與的方向一致，相互疊加；而在遠離A的一邊，渦流與方向相反而抵消。同理導線A中的電流受到導線B中電流產生的磁場作用，在靠近導線B的一邊流通。使得導體中電流擠在兩導線接近的一邊，這就是鄰近效應。如果兩導線相距w很近，鄰近效應使得電流在相鄰內側表面流通，磁場集中在兩導線間。導線的外側，既沒有電流，也沒有磁場。由于鄰近效應，電流集中在導線之間穿透深度的邊緣上，使導線有效截面積減少，損耗增大。同克服集膚效應一樣，可以用截面之和等于單導線的多根直徑小于穿透深度的導線并聯(lián)減小鄰近效應的影響[9]。在實際變壓器中，如果初級磁通不全部匝鏈，次級就會產生漏感。漏感是一個寄生參數(shù)，當開關管有導通狀態(tài)轉為斷開時，漏感存儲的能量就要釋放，產生很大的尖峰，造成電路器件損壞和很大的電磁干擾，并惡化了效率。雖然可增加緩沖電路抑制干擾和能量回收，但首先在磁芯選擇、繞組結構和工藝上應盡可能減少漏感?？紤]端部磁通，變壓器初級繞組的漏感可用下式計算：（223a）式中 （223b）其中，是空氣的磁導率，是原邊繞組匝數(shù)，是繞組平均長度，是窗口高度，是初級占窗口高度，是次級占窗口高度，是兩線圈間間隔。 可見，漏感與初級匝數(shù)的平方成正比，與窗口的高度成反比。因此，減少匝數(shù)，選取大的窗口寬度可減少漏感。線圈之間的間隔越小，漏感也越小。減少漏感的主要方法是線圈交錯繞，如果將初級線圈分成兩半，將次級線圈夾在中間，就可以大大地降低漏感[9]。先由已知的電源參數(shù)如輸出功率、電源效率、輸入電壓范圍，確定原邊最大平均電流：（224）可根據(jù)需要先確定一個最大占空比，有利于反饋回路的控制和減小輸出電容的應力。由式（224）可以計算原邊電流的峰值：（225）式中是脈動電流與尖峰電流的比值，式（225）同時適用于連續(xù)電流模式和斷續(xù)電流模式。當電流連續(xù)時，～。當電流斷續(xù)時，=1。由此，原邊電感可計算如下式：（226）其中，是電源的工作頻率，由設計者自己設定，具體可以用定時電阻和電容加在控制IC芯片的外部電路來實現(xiàn)。接下來是選擇磁芯規(guī)格，大體上可以有兩種方式，一種是通過計算電源所需要的總功率先選擇功率合適的磁芯，最后通過窗口校核和磁密度校核來判定所選的變壓器是否合適。另一種是通過計算參數(shù)來選擇合適的變壓器，根據(jù)計算公式的不同，可以有面積乘積法和幾何尺寸參數(shù)法兩種，其區(qū)別在于：面積乘積法是把導線的電流密度作為設計參數(shù)，而幾何尺寸參數(shù)法則是把繞組線圈的損耗即銅損作為設計參數(shù)。面積乘積法（也叫AP算法）的計算公式為：（227）式中，為磁芯窗口面積，為磁芯截面積，為磁芯工作磁感應強度。為窗口有效使用系數(shù)，根據(jù)安規(guī)的要求和輸出路數(shù)決定，～。為電流密度系數(shù)，一般取左右。根據(jù)式（227）求得的值選擇合適的磁芯，一般盡量選擇窗口長度之比比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可以減小漏感。一般都要在變壓器的磁芯開氣隙，以防止磁勢飽和。根據(jù)選擇的磁芯，可以知道其具體參數(shù)，計算需要的最小氣隙長度：（228）根據(jù)磁芯手冊上提供的曲線，確定的值，進一步計算原邊匝數(shù)如下：（229）由原邊電感和已知的輸出電壓，可以計算副邊繞組的匝數(shù)和電感量：（230）（231）選取電流密度，計算原邊和副邊的導線線徑： （232）根據(jù)計算得到的導線直徑選擇合適的導線。最后通過窗口校核，如果符合就可以完成變壓器的設計了。應該指出，變壓器的設計方法各有不同，計算出來的數(shù)值也不盡相同，必須要經過實驗驗證，反復地調節(jié)變壓器的各種參數(shù)，直到滿足電源的技術要求。第三章 光伏并網(wǎng)逆變器中輔助電源的實現(xiàn)方案現(xiàn)有用TOPSwitch實現(xiàn)的單端反激式穩(wěn)壓電源的拓撲電路，該電源作為我公司已投入市場的較小功率的逆變器中的輔助電源，具有良好的性能。 TOPSwitch輔助電源的電路原理圖對于該輔助電源，其技術指標為直流輸入120V～450V，多路直流輸出。如圖所示，輸出端接后續(xù)整流電路，由三端穩(wěn)壓芯片、共模電感、濾波整流電容等構成，不屬于本文的討論范圍。由已知的技術參數(shù)，可以計算電源的輸出功率，保留一定裕量可取輸出功率?？紤]變壓器、功率管等一些半導體器件的損耗及附加損耗，預選取電源的效率為，這也是常用的單端反激式開關電源可以達到的效率。根據(jù)這些參數(shù)，就可以計算原邊繞組的最大平均電流，根據(jù)計算式：（31）計算。，其中原邊繞組匝數(shù)為匝，副邊繞組的匝數(shù)為3匝，且該副邊輸出電壓是作為反饋電壓控制來調節(jié)占空比的，另外的副邊繞組應以該副邊為準。因此，原副邊的匝數(shù)比n=55/3=。根據(jù)（32）式中，是TOPSwitch導通期間漏極源極的平均電壓值。從實際情形考慮，應設在10V。計算。 TOPSwitch輔助電源變壓器的平面結構圖TOPSwitch截止時，副邊二極管導通，在副邊繞組上的電壓反射到變壓器原邊繞組，TOPSwitch的漏極腳高壓將是該反射電壓疊加在直流輸入電壓上。除此之外，截止瞬間在漏極上，還有一個由變壓器原邊漏感引起的電壓尖峰。當輸入電壓升到最高時，漏極的直流電壓接近最大值的最壞情形。因此，有必要在原邊繞組設置一個箝位電路，它包括一個齊納箝位二極管和一個阻斷反接二極管。根據(jù)實際經驗，齊納管的箝位電壓額定值，必須比反射電壓值大50%。通常規(guī)范箝位齊納管的額定電壓，是工作中低電流值和室溫下。高壓齊納管有較強的正溫度系數(shù)，并且有純電阻性能。因此，在大電流和高溫條件下，會明顯增大。實驗數(shù)據(jù)表明，峰值高于規(guī)范的約40%[6]。所以在選用箝位齊納管時，就應當對此做出考慮。另外，串聯(lián)在箝位齊納管電路的阻斷二極管，由于它的反向恢復時間會引起尖峰電壓，故增加20V的余額是必須的。綜合考慮所有因素后，TOPSwitch漏極的最大電壓值計算如下：（33）。齊納二極管的額定電壓值。反向阻斷二極管應采用超快回復高壓整流管，其反向恢復時間應小于75ns。擊穿電壓值選擇根據(jù)實驗經驗，TOP2系列用600V。，經查閱，其漏源極最大額定電壓為700V，可見還留有37V左右的安全裕量。齊納箝位二極管型號為SMBJ170CAB，其反向耐壓值為170V，雙向導通。反向阻斷二極管型號是MUR160，它能承受的最大反向電壓是600V，反向恢復時間是50ns。設計電源工作在連續(xù)工作模式，設定脈動和尖峰電流比，由計算式（34）。有效值計算式為：（35）。TOPSwitch規(guī)定一個最小電流限制值，產品資料中的該值是在室溫下的，為了適應高溫時該參數(shù)的少量降低，必須考慮在高溫時下降10%來計算，即[6]，帶入數(shù)值計算。大于該數(shù)值的最小功率的TOPSwitch應當是作為最低功耗的首選器件。查閱TOP系列的資料，但是TOP243功耗最小，故選擇它?？紤]到電路長期工作及使用環(huán)境，熱損耗比較大，有必要對TOPSwitch檢驗溫升限制。由總損耗可以計算TOPSwitch的結點溫度：（36）式中，是TOPSwitch的導通損耗，是TOPSwitch的開關損耗，是TOPSwitch的熱阻抗溫升系數(shù)?？捎上率接嬎悖海?7）式中，是TOP243在高溫下的導通電阻，經查閱，則?？捎上率接嬎悖海?8）其中是開關頻率，如果將頻率引腳（F）連接到源極引腳（S），則設定開關頻率為132KHz，如果連接到控制腳（C），則開關頻率為66KHz。由于從產品資料上無法取得這一參數(shù)，作者考慮從電容充放電原理推算如下，由電容的電流電壓關系得到，查得TOP243的上升時間,關斷時間，而電壓變化則是從導通壓降到關斷期間TOP243兩端承受電壓的差值。計算導通壓降，計算關斷期間TOP漏源極承受的電壓。則。計算漏極的結電容，帶入式（38）計算查資料知道Y封裝的TOP243在有散熱片的情況下，帶入式（36），說明該開關管合適。確定原邊電感，由于在每個開關周期中，從原邊到副邊的傳遞能量，僅在于和之差，于是原邊電感量的計算如下式[6]：（39）式中Z是損耗分配因數(shù)，是副邊損耗與總損耗的比例值。如果Z=1，所有損耗都在副邊；如果Z=0，所有損耗都在原邊。帶入數(shù)值計算：。分析計算TOPSwitch的外圍電路，可以看到TOP243總共有7個引腳，其中第六個引腳缺省。4腳是功率MOSFET的源極連接點，用于高壓功率的回路，也是初級控制電路的公共點及參考點。5腳為選擇開關頻率的輸入引腳，如果連接到源極引腳則開關頻率為132KHz，如果連接到控制引腳（即1腳）則開關頻率為66KHz。3腳為外部流限引腳，用于外部流限調節(jié)、遠程開/關控制和同步，如果連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。，3腳和4腳都接到源極引腳，說明該電路的工作頻率是132KHz，且沒有用到外部流限等功能。2腳是線電壓檢測引腳，用于實現(xiàn)過壓（OV）保護、欠壓（UV）保護、降低的線電壓前饋、遠程開/關和同步等功能。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。從圖中可以看到連接該引腳和整流的高壓直流總線的電阻為，TOPSwitch的資料中欠壓檢測電流，過壓檢測電流，由此可以計算欠壓保護電壓值：,計算過壓保護電壓值：。也