【正文】 egrated chip series called TOPSwitch. After analyzing the circuit parameters and counterdesigning, the author made some amendments on this circuit in order to satisfy the technical norm needed. A new program is made by using the control chip called UC3844, and also an improvement is made so that a wide input range is available. With all programs considered, the best one is decided and for test experiments. In a way of gradually loading, the author measures output voltages in different operations. Choose a typical input voltage and observe wave graphics on some key nodes. At last, the author makes analysis about the efficiency and dissipation in this power supply..Key Words：Gridconnected Photovoltaic。本文首先從電路拓撲選型開始，分析和研究了開關(guān)電源中常用電路拓撲結(jié)構(gòu)的特點，綜合考慮電路功能和成本代價等因素，選擇反激式開關(guān)穩(wěn)壓電源作為該輔助電源的電路拓撲。作者簽名： 年 月 日 （學(xué)號）： 畢業(yè)設(shè)計（論文）報告紙光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中輔助電源的研究和設(shè)計摘 要現(xiàn)代工業(yè)的快速發(fā)展，使得人們對于能源的需求與日俱增，而太陽能作為一種清潔無污染的高效能源已然得到人們的關(guān)注。最后比較各種設(shè)計方案，采用相對最適用最穩(wěn)定的方案進行測試實驗。 Gradually loading test目 錄摘 要 iAbstract ii目 錄 iii第一章 緒論 1 1 1 背景和工作任務(wù) 2第二章 光伏并網(wǎng)逆變器輔助電源工作原理和設(shè)計方法 4 4[6] 4 4 5 6 6 8 單端反激式變換器的三種工作狀態(tài) 10 13 13 14 16 17 18 20 20 21第三章 光伏并網(wǎng)逆變器中輔助電源的實現(xiàn)方案 23 23 23 23 27 29 對已有TOPSwitch拓撲電源的修改 35 使用3844芯片實現(xiàn)單端反激式輔助電源 37 38 UC3844的外圍電路設(shè)計 41 42 43第四章 光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中輔助電源的實驗測試 45 45 48 49第五章 總結(jié)與展望 52參 考 文 獻 53致 謝 54 54 第一章 緒論能源是經(jīng)濟發(fā)展的基礎(chǔ)，沒有能源工業(yè)的發(fā)展就沒有現(xiàn)代文明。太陽能的光伏利用是太陽能利用的主要形式，主要分為五類：獨立系統(tǒng)、并網(wǎng)發(fā)電、光電光熱結(jié)合系統(tǒng)、風光互補和專用系統(tǒng)。電流型的特征是直流測采用電感進行直流儲能，從而使直流側(cè)呈現(xiàn)高阻抗的電流源特性。并網(wǎng)逆變器是光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的核心，輔助電源則是并網(wǎng)逆變器中的重要組成部分。本課題就是在上述背景下展開的，本文第二章將分析電源的工作原理，重點研究反激式開關(guān)電源的拓撲結(jié)構(gòu)和設(shè)計方法。按驅(qū)動激勵方式的不同，有他激式和自激式兩種；此外，還應(yīng)具有軟啟動功能及過流、過壓等保護功能。由于主功率晶體管工作在開關(guān)狀態(tài)，其損耗很小，使電源變換器和整機的效率大為提高。PWM脈寬調(diào)制方式，也就是占空比控制方式，通常是在固定開關(guān)頻率的條件下，直接改變主動率開關(guān)管的導(dǎo)通時間寬度。而一般來說，正激式變換電路用到的功率器件要比反激式多，變壓器也多一個消磁線圈，其磁滯損耗必定大于反激式變換電路，尤其是電路工作在100KHz以上的高頻，這些損耗就會更加嚴重。按變壓器的副邊開關(guān)整流器二極管的不同接線方式，單端變換器有兩種類型：一是單端反激式變換器（原邊主功率開關(guān)管與副邊整流管的開關(guān)狀態(tài)相反，當前者導(dǎo)通時后者截止，反之當前者截止時后者導(dǎo)通），二是單端正激式變換器（兩者同時導(dǎo)通或截止）。 連續(xù)模式下變壓器原邊與副邊電流示意圖。因原邊與副邊電流、繞組匝數(shù)關(guān)系式為：，因此可得到關(guān)系式：（27） 單端反激式變換器的三種工作狀態(tài)由于原邊、副邊電感量為常數(shù)，使原邊電流和副邊電流按現(xiàn)行規(guī)律升高或降低。因此空載時必須接上“假負載”，否則會造成輸出電壓過高而損壞晶體管。當Q1的截止時間小于副邊電流衰減到零所需時間的情況下，那么在Q1截止結(jié)束時，副邊電流將大于零。作者認為，其中變壓器和反饋控制回路的設(shè)計是反激式開關(guān)電源的關(guān)鍵，是最重要的兩個部分。確定單端反激式開關(guān)電源所處的工作模式是開始設(shè)計工作之前的必要環(huán)節(jié)。在非連續(xù)狀態(tài)和臨界狀態(tài)下，當開關(guān)管導(dǎo)通后，磁通從零值（實際上是磁滯回線對應(yīng)的剩余磁通）升到；當開關(guān)管截止后，磁通又從返回的原來位置，實現(xiàn)磁通復(fù)位。它的輸入功率為：（220）式（220）即為單端反激式變換器工作在磁化電流連續(xù)狀態(tài)下的基本關(guān)系式。反激式開關(guān)電源的流程圖如下： 單端反激式開關(guān)電源的逐步設(shè)計方法流程圖 根據(jù)流程圖，將已知的技術(shù)指標帶入計算，可以逐步對開關(guān)電源進行設(shè)計。然而這樣做的代價是使電路復(fù)雜化，可靠性降低?？梢钥吹綔u流的ab和ef邊與主電流OA方向一致，而bc邊和de邊與OA相反。 集膚效應(yīng)的電路描述導(dǎo)線中電流密度從導(dǎo)線表面到中心按指數(shù)規(guī)律下降，導(dǎo)線有效截面積減少而電阻加大，損耗加大。而在導(dǎo)線內(nèi)部，由兩導(dǎo)線外側(cè)向內(nèi)逐漸加強，到達導(dǎo)線內(nèi)表面時磁場最強。同克服集膚效應(yīng)一樣，可以用截面之和等于單導(dǎo)線的多根直徑小于穿透深度的導(dǎo)線并聯(lián)減小鄰近效應(yīng)的影響[9]。減少漏感的主要方法是線圈交錯繞，如果將初級線圈分成兩半，將次級線圈夾在中間，就可以大大地降低漏感[9]。面積乘積法（也叫AP算法）的計算公式為：（227）式中，為磁芯窗口面積，為磁芯截面積，為磁芯工作磁感應(yīng)強度。第三章 光伏并網(wǎng)逆變器中輔助電源的實現(xiàn)方案現(xiàn)有用TOPSwitch實現(xiàn)的單端反激式穩(wěn)壓電源的拓撲電路，該電源作為我公司已投入市場的較小功率的逆變器中的輔助電源，具有良好的性能。根據(jù)（32）式中，是TOPSwitch導(dǎo)通期間漏極源極的平均電壓值。通常規(guī)范箝位齊納管的額定電壓，是工作中低電流值和室溫下。反向阻斷二極管應(yīng)采用超快回復(fù)高壓整流管，其反向恢復(fù)時間應(yīng)小于75ns。大于該數(shù)值的最小功率的TOPSwitch應(yīng)當是作為最低功耗的首選器件。則。3腳為外部流限引腳，用于外部流限調(diào)節(jié)、遠程開/關(guān)控制和同步，如果連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。當然也可以單獨使用欠壓或過壓保護，該電路沒有欠壓保護的技術(shù)要求，但為了節(jié)省元件所以僅用了一個流限電阻。首先分析精密寬電壓穩(wěn)壓管TL431。～10mA。TL431的靜態(tài)工作點由R105和R106這兩個電阻決定，主要是提供對輸出電壓的采樣。進行動態(tài)補償設(shè)計需要確定反饋系統(tǒng)的零極點以及增益，這需要首先知道功率部分的傳遞函數(shù)。采用后一種接法，避開了這個LC的二階系統(tǒng)，簡化了整個系統(tǒng)，而通過L之后，電壓降一般都很小，所以通常采用的方法是把反饋電壓接在輸出的LC濾波器前面。則式（319）可表示為（320）這是一個有兩個零點和一對重極點的典型的Ⅱ型系統(tǒng)。加入補償后，在穿越頻率處的增益變?yōu)榱?，所以反饋系統(tǒng)的增益在此處應(yīng)為，結(jié)合式（321）（324）通常，穩(wěn)定性用相位裕量和增益裕量兩個參數(shù)來衡量。相移，所以留給功率部分和補償網(wǎng)絡(luò)的只有180176。查詢TOPSwitch的資料，最大耐壓也就700V，重新選擇TOPSwitch的型號顯然行不通。接著確定匝數(shù)，仍舊選定5V輸出端的匝數(shù)為3，則原邊匝數(shù)計算為，其余各邊匝數(shù)以5V輸出端為基準可計算得到。因此，必須尋找新的解決方案。設(shè)定變換器的工作狀態(tài)為電流斷續(xù)模式，則脈動電流與峰值電流的比值，最大占空比，頻率。有了和的值，就可以用下式計算原邊繞組的匝數(shù)：（330）帶入數(shù)值計算。通過選定的匝數(shù)比，重新計算各副邊繞組的電壓值，并與要求輸出的值比較，計算其誤差。留有足夠的余量，取，則。首先決定電容值，滿足這個條件的電容值通常在到，取，對延時較好的估計值大約為[13]，則。取?？梢娤到y(tǒng)有足夠的相角裕度，但是幅值裕度有點小，而且系統(tǒng)的帶寬不夠?qū)?。用一個電壓控制的變頻振蕩器VCO來實現(xiàn)更寬范圍的電壓輸入，其最大范圍可擴大到大約1：[14]。 寬輸入反激式輔助電源部分電路拓撲第四章 光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中輔助電源的實驗測試在上一章的討論中已經(jīng)提到，電路存在眾多不確定因素，因此對其進行試驗測試沒有很大的意義。 +5V輸出端加載其余空載情況下各路輸出電壓值 4035026047065V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 逐級加載輸出電壓測試示意圖 +5V和12V輸出端加載其余空載情況下各路輸出電壓值 4045076037045V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 除+24V空載外其余輸出端加載情況下各路輸出電壓值 4075026047015V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 所有輸出滿載情況下各路輸出電壓值 4045075987025V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出衡量電源優(yōu)劣的指標有很多，其中兩項就是電網(wǎng)調(diào)整率和負載調(diào)整率。本實驗用型號為YOKOGAWA WT3000的精準功率分析儀測試輸入和各路輸出的電流、電壓和功率，以此來計算電源的效率。 ，在其關(guān)斷期間漏源極電壓尖峰達到750V，經(jīng)過振蕩后在MOSFET導(dǎo)通時變?yōu)?，導(dǎo)通和關(guān)斷時間都比較理想。，重新設(shè)計每一部分電路的參數(shù)，并結(jié)合自動控制理論對系統(tǒng)進行相角和幅值裕量控制，提高電路的穩(wěn)定性。由于作者水平有限，難免出現(xiàn)錯誤，敬請各位專家和學(xué)者指正。，選擇第二種方案就行測試實驗，用逐級加載的方式真實模擬實際工作情況，測量沒中工作情況下的電壓值。 ，在導(dǎo)通期間其電壓值約為12V，在關(guān)斷期間電壓值為1V，可以有效防止誤導(dǎo)通。 電源效率測試電路示意圖選定在滿載的情況下，并在末行計算電源的效率。負載調(diào)整率指在額定電網(wǎng)電壓下，負載電流從零變化到最大時，輸出電壓的最大相對變化量。首先采用逐個加載的方式，從最輕載到滿載，對其各路輸出電壓值在各種輸入電壓條件下進行測量，分析所得到的測量值。如果把定時電阻和定時電容接到一個變化的電壓，那么就可以改變振蕩頻率了。選用主極點補償電路，重新選取帶寬，為了避免RHZ引起過大的相移，取環(huán)路帶寬為RHZ頻率的1/5,即，代入式（229），,即,已知，求得。接著計算補償電路，取決于TL431參考端的電壓和電流值，所以。連接時將電容接地，電阻接參考端，由參考電壓提供充電電荷，同時連接光耦副邊的集電極提供工作電壓。查詢型號為MTB3N120E的MOSFET資料，其上升時間，輸入電容，這些值都是在一定的測試條件下取得的，是動態(tài)參數(shù)，因此根據(jù)他們計算得到的柵極電阻應(yīng)該是一個估算值，帶入數(shù)值計算。根據(jù)式（333）、（334）計算得到輸出端的誤差為，5V輸出端的誤差為，24V輸出端的誤差為，15V輸出端的誤差為。5V輸出是供給DSP控制芯片的，其精度要求最高，因此一般都用這一路輸出作為反饋電壓進行閉環(huán)控制，考慮輸出快恢復(fù)二極管的導(dǎo)通壓降，計算+5V輸出端繞組的匝數(shù)為（331）帶入數(shù)值，取整數(shù)3匝。由式（34）計算原邊峰值電流，進一步計算原邊電感量，使用公式為（328）。 使用3844芯片實現(xiàn)單端反激式輔助電源根據(jù)上面的討論，選擇開關(guān)電源技術(shù)中比較常用的IC芯片3844來實現(xiàn)單端反激式輔助電源。通過三個150V的穩(wěn)壓管把電壓箝位在450V，使TOP先導(dǎo)通工作，其漏極電壓急劇下降，MOSFET柵源極間的穩(wěn)壓管把電壓箝位在15V，驅(qū)動MOSFET開通。假設(shè)最大占空比不變，根據(jù)式（32），得到一個更大的匝數(shù)比n，意味著更高的反射電壓，對于功率管關(guān)斷期間承受的漏源極電壓將會更高，對于箝位電路的要求也更高。的相位裕量，可以計算出反饋系統(tǒng)至少要提供的相位，設(shè)為，則（325）由式（325）可以得到的值，再由式（322）得（326）輸出紋波中，一般都含有2倍的輸入電源線電壓的頻率分量。的差值；為當實際相位延遲為360176。這里直接引用反激變換器的CCM小信號傳遞函數(shù)（323）其中，式中是串聯(lián)等效電阻，是原邊繞組的電