【正文】 由于作者水平有限，難免出現(xiàn)錯(cuò)誤，敬請(qǐng)各位專家和學(xué)者指正。還有一些細(xì)節(jié)的部分沒有考慮周到，如輸出端的二極管的反向恢復(fù)時(shí)間，會(huì)影響到輸出端電流的波動(dòng)，這些都可以用緩沖電路來消除。由于時(shí)間和水平有限，本課題的研究雖然取得了一定的成功，但還存在眾多需要改進(jìn)的地方，例如對(duì)于各部分電路功率損耗的問題沒有進(jìn)行詳細(xì)分析，有些損耗在工作環(huán)境變化時(shí)會(huì)有很大的影響，如變壓器的溫升損耗，MOSFET的開關(guān)損耗等都會(huì)隨溫度的上升急劇增加。，選擇第二種方案就行測試實(shí)驗(yàn)，用逐級(jí)加載的方式真實(shí)模擬實(shí)際工作情況，測量沒中工作情況下的電壓值。，重新設(shè)計(jì)每一部分電路的參數(shù)，并結(jié)合自動(dòng)控制理論對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行相角和幅值裕量控制，提高電路的穩(wěn)定性。，以及其中的高頻變壓器的設(shè)計(jì)方法。完成的主要研究工作概述如下：，綜合考慮了要實(shí)現(xiàn)電路的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)和技術(shù)成本等方面的要素，進(jìn)行可行性分析，最終選擇反激式開關(guān)電源為合適的電路拓?fù)洹? ，在導(dǎo)通期間其電壓值約為12V，在關(guān)斷期間電壓值為1V，可以有效防止誤導(dǎo)通。 ，在其關(guān)斷期間漏源極電壓尖峰達(dá)到750V，經(jīng)過振蕩后在MOSFET導(dǎo)通時(shí)變?yōu)?，導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間都比較理想。 。考慮在500V的輸入電壓值下，觀察+5V副邊線圈、原邊尖峰抑制的TVS管兩端、MOSFET漏源極和MOSFET柵源極電壓波形，并進(jìn)行簡單的分析。 電源效率測試電路示意圖選定在滿載的情況下，并在末行計(jì)算電源的效率。本實(shí)驗(yàn)用型號(hào)為YOKOGAWA WT3000的精準(zhǔn)功率分析儀測試輸入和各路輸出的電流、電壓和功率，以此來計(jì)算電源的效率。而在上述逐級(jí)加載的過程中，實(shí)際上就是一個(gè)負(fù)載電流從零變化到最大的一個(gè)過程，可以看到輸出電壓的最大變化量不到2V，相對(duì)變化量在8%左右。從以上測試得到的各數(shù)據(jù)表中看到，當(dāng)直流輸入從250V變化到最大的700V，各路的輸出電壓變化不大，除以外，其他各路輸出波動(dòng)均在1V以內(nèi)。負(fù)載調(diào)整率指在額定電網(wǎng)電壓下，負(fù)載電流從零變化到最大時(shí)，輸出電壓的最大相對(duì)變化量。 +5V輸出端加載其余空載情況下各路輸出電壓值 4035026047065V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 逐級(jí)加載輸出電壓測試示意圖 +5V和12V輸出端加載其余空載情況下各路輸出電壓值 4045076037045V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 除+24V空載外其余輸出端加載情況下各路輸出電壓值 4075026047015V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 所有輸出滿載情況下各路輸出電壓值 4045075987025V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出衡量電源優(yōu)劣的指標(biāo)有很多，其中兩項(xiàng)就是電網(wǎng)調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率。因此，設(shè)計(jì)測試方案，從5V輸出端開始，采用逐級(jí)加載的方式，直到全部滿載，分別測量每種情況下的輸出電壓值。反激式電源由于原邊沒有消磁線圈，必須要讓副邊提供復(fù)位電路，所以反激式電源不允許負(fù)載全部開路。首先采用逐個(gè)加載的方式，從最輕載到滿載，對(duì)其各路輸出電壓值在各種輸入電壓條件下進(jìn)行測量，分析所得到的測量值。 寬輸入反激式輔助電源部分電路拓?fù)涞谒恼?光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中輔助電源的實(shí)驗(yàn)測試在上一章的討論中已經(jīng)提到，電路存在眾多不確定因素，因此對(duì)其進(jìn)行試驗(yàn)測試沒有很大的意義。 寬輸入反激式輔助電源方框圖電路拓?fù)涑薝C3844的個(gè)別引腳接法不同。為了利用誤差放大器的全部輸出電壓范圍，在其輸出端和VCO之間加一個(gè)電壓轉(zhuǎn)換器件。如果把定時(shí)電阻和定時(shí)電容接到一個(gè)變化的電壓，那么就可以改變振蕩頻率了。用一個(gè)電壓控制的變頻振蕩器VCO來實(shí)現(xiàn)更寬范圍的電壓輸入，其最大范圍可擴(kuò)大到大約1：[14]。，工作頻率是固定的，通過設(shè)置定時(shí)電阻和定時(shí)電容實(shí)現(xiàn)。幅值裕度為∞，滿足工程上穩(wěn)定的需要。選用主極點(diǎn)補(bǔ)償電路，重新選取帶寬，為了避免RHZ引起過大的相移，取環(huán)路帶寬為RHZ頻率的1/5,即，代入式（229），,即,已知，求得?？梢娤到y(tǒng)有足夠的相角裕度，但是幅值裕度有點(diǎn)小，而且系統(tǒng)的帶寬不夠?qū)?。將具體數(shù)值帶入式（338）得到：（339）從式中可以看出RHZ的頻率為。電容C16用于動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，采用主極點(diǎn)補(bǔ)償?shù)姆绞?，為系統(tǒng)提供一個(gè)在原點(diǎn)的極點(diǎn)。接著計(jì)算補(bǔ)償電路，取決于TL431參考端的電壓和電流值，所以。取。先決定輸出端的輸出電容，選取的電解電容，其串聯(lián)等效電阻。引腳1是誤差放大器的輸出端，也用作環(huán)路補(bǔ)償。連接時(shí)將電容接地，電阻接參考端，由參考電壓提供充電電荷，同時(shí)連接光耦副邊的集電極提供工作電壓。首先決定電容值，滿足這個(gè)條件的電容值通常在到，取，對(duì)延時(shí)較好的估計(jì)值大約為[13]，則。也為從電流感應(yīng)電阻到電流補(bǔ)償器輸入端提供了延時(shí)功能?？紤]3844的電流感應(yīng)引腳的外圍電路。查詢型號(hào)為MTB3N120E的MOSFET資料，其上升時(shí)間，輸入電容，這些值都是在一定的測試條件下取得的，是動(dòng)態(tài)參數(shù)，因此根據(jù)他們計(jì)算得到的柵極電阻應(yīng)該是一個(gè)估算值，帶入數(shù)值計(jì)算。留有足夠的余量，取，則。另外，從3844的工作電流和工作電壓曲線圖可以看到，當(dāng)?shù)碾妷褐荡笥趦?nèi)置齊納管的額定電壓以后，電流會(huì)急劇上升，這種情況比較危險(xiǎn)，因此有必要限制工作電流。 UC3844的外圍電路設(shè)計(jì)首先計(jì)算UC3844的啟動(dòng)電路，即7腳的啟動(dòng)電壓，采用電阻分壓的方式從輸入端直流母線上獲得啟動(dòng)電壓，而正常工作期間是從偏置繞組獲得工作電壓。根據(jù)式（333）、（334）計(jì)算得到輸出端的誤差為，5V輸出端的誤差為，24V輸出端的誤差為，15V輸出端的誤差為。通過選定的匝數(shù)比，重新計(jì)算各副邊繞組的電壓值，并與要求輸出的值比較，計(jì)算其誤差。而阻斷二極管可以根據(jù)最大輸入電壓加上反射電壓來確定，選取1100V的快恢復(fù)二極管MUR1100。至此，可以得知原副邊的繞組匝數(shù)比，重新計(jì)算最大占空比為，比預(yù)置的小一點(diǎn)。5V輸出是供給DSP控制芯片的，其精度要求最高，因此一般都用這一路輸出作為反饋電壓進(jìn)行閉環(huán)控制，考慮輸出快恢復(fù)二極管的導(dǎo)通壓降，計(jì)算+5V輸出端繞組的匝數(shù)為（331）帶入數(shù)值，取整數(shù)3匝。有了和的值，就可以用下式計(jì)算原邊繞組的匝數(shù)：（330）帶入數(shù)值計(jì)算。查EI33的曲線圖，取對(duì)應(yīng)的值為。對(duì)大多數(shù)常用的鐵氧體材料而言，在最大輸入電壓下的最大工作磁密度不應(yīng)超過100℃下的飽和磁密度的一半[14]，即，那在最低輸入電壓情況下的工作磁密度應(yīng)為。由式（34）計(jì)算原邊峰值電流，進(jìn)一步計(jì)算原邊電感量，使用公式為（328）。設(shè)定變換器的工作狀態(tài)為電流斷續(xù)模式，則脈動(dòng)電流與峰值電流的比值，最大占空比，頻率。輔助電源的技術(shù)指標(biāo)同前所述，直流輸入范圍250V～700V，五路直流輸出，分別是，一路直流偏置+12V。 運(yùn)用3844芯片拓?fù)涞妮o助電源的電路原理圖該電路設(shè)計(jì)過程與TOPSwitch拓?fù)潆娐吩诩?xì)節(jié)上有所區(qū)別，但基本思路類似。 使用3844芯片實(shí)現(xiàn)單端反激式輔助電源根據(jù)上面的討論，選擇開關(guān)電源技術(shù)中比較常用的IC芯片3844來實(shí)現(xiàn)單端反激式輔助電源。因此，必須尋找新的解決方案。重新分析該電路的結(jié)構(gòu)，發(fā)現(xiàn)主要問題集中在MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，其源極連接的結(jié)點(diǎn)在TOPSwitch關(guān)斷時(shí)成為一個(gè)虛地點(diǎn)，其電壓很難確定，因此MOSFET的驅(qū)動(dòng)電壓就很難保證，甚至?xí)餗OSFET的誤導(dǎo)通。從上述理論分析，該電路具有實(shí)現(xiàn)的可行性。通過三個(gè)150V的穩(wěn)壓管把電壓箝位在450V，使TOP先導(dǎo)通工作，其漏極電壓急劇下降，MOSFET柵源極間的穩(wěn)壓管把電壓箝位在15V，驅(qū)動(dòng)MOSFET開通。接著確定匝數(shù)，仍舊選定5V輸出端的匝數(shù)為3，則原邊匝數(shù)計(jì)算為，其余各邊匝數(shù)以5V輸出端為基準(zhǔn)可計(jì)算得到。根據(jù)計(jì)算結(jié)果，選擇耐壓600V的MOSFET，在最壞的情況下仍能留有200V的裕量。根據(jù)式（32），適當(dāng)?shù)販p小最大占空比，可以減小匝數(shù)比從而減小反射電壓。假設(shè)最大占空比不變，根據(jù)式（32），得到一個(gè)更大的匝數(shù)比n，意味著更高的反射電壓，對(duì)于功率管關(guān)斷期間承受的漏源極電壓將會(huì)更高，對(duì)于箝位電路的要求也更高。查詢TOPSwitch的資料，最大耐壓也就700V，重新選擇TOPSwitch的型號(hào)顯然行不通。 對(duì)已有TOPSwitch拓?fù)潆娫吹男薷谋菊n題中輔助電源的主要技術(shù)指標(biāo)是直流輸入250V～700V，其余參數(shù)同前。為了滿足輸出紋波的要求，通常需要對(duì)100Hz的分量進(jìn)行衰減。的相位裕量，可以計(jì)算出反饋系統(tǒng)至少要提供的相位，設(shè)為，則（325）由式（325）可以得到的值，再由式（322）得（326）輸出紋波中，一般都含有2倍的輸入電源線電壓的頻率分量。相移，所以留給功率部分和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的只有180176。 一般來說，幅值裕度都能自動(dòng)滿足，只需考慮相位裕度。在工程實(shí)踐中，通常要求，[12]。的差值；為當(dāng)實(shí)際相位延遲為360176。加入補(bǔ)償后，在穿越頻率處的增益變?yōu)榱?，所以反饋系統(tǒng)的增益在此處應(yīng)為，結(jié)合式（321）（324）通常，穩(wěn)定性用相位裕量和增益裕量兩個(gè)參數(shù)來衡量。為了避免RHZ引起過多的相移，一般取環(huán)路帶寬為右半平面零點(diǎn)頻率的1/4～1/5[10]。帶寬又由穿越頻率（cross over frequency）決定，穿越頻率越高，系統(tǒng)就有越大的帶寬，對(duì)負(fù)載響應(yīng)和線電壓響應(yīng)就越快。這里直接引用反激變換器的CCM小信號(hào)傳遞函數(shù)（323）其中，式中是串聯(lián)等效電阻，是原邊繞組的電阻。則式（319）可表示為（320）這是一個(gè)有兩個(gè)零點(diǎn)和一對(duì)重極點(diǎn)的典型的Ⅱ型系統(tǒng)。另一個(gè)位于的零點(diǎn)由和構(gòu)成，用 表示。 TL431的運(yùn)放等效圖設(shè)TOP243控制端的電壓為，運(yùn)用小擾動(dòng)理論，并忽略光耦LED的導(dǎo)通壓降，由光耦原副邊的傳輸比可以得：（317）式中，（318）將式（318）代入式（317），整理可得（319）從式（319）可以看出，與構(gòu)成了一個(gè)位于的零點(diǎn)，用符號(hào)表示。同前面的討論一樣，可以把TL431等效為一個(gè)高阻抗輸入的運(yùn)算放大器。采用后一種接法，避開了這個(gè)LC的二階系統(tǒng)，簡化了整個(gè)系統(tǒng)，而通過L之后，電壓降一般都很小，所以通常采用的方法是把反饋電壓接在輸出的LC濾波器前面。另外，對(duì)于輸出反饋電壓的接法也有不同，基本上可分為2種：1）從最終輸出端子接；2）在輸出的LC濾波前接。首先考慮輸出二極管，計(jì)算其承受的最大反向電壓：（314），然后計(jì)算正向?qū)ǚ逯惦娏鳎?15）式中為最大輸出平均電流取1A，帶入計(jì)算，根據(jù)計(jì)算得到的最大反向電壓和正向?qū)ǚ逯惦娏鬟x取二極管規(guī)格，其，可見各參數(shù)都留有較大的裕量。因此，有必要先設(shè)計(jì)輸出回路，即輸出整流二極管和輸出電容。進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償設(shè)計(jì)需要確定反饋系統(tǒng)的零極點(diǎn)以及增益，這需要首先知道功率部分的傳遞函數(shù)。記輸出電壓為，由分壓關(guān)系可得：（311）對(duì)求全微分，并把改為正值，則：（312）等式兩邊同除以，得：（313）其中兩個(gè)電阻值相等，帶入上式可以得到，滿足設(shè)計(jì)要求精度為5%的輸出要求。根據(jù)選取的兩個(gè)取樣電阻以及TL431的精度，可以對(duì)輸出精度進(jìn)行估算。因此為滿足條件。TL431的靜態(tài)工作點(diǎn)由R105和R106這兩個(gè)電阻決定，主要是提供對(duì)輸出電壓的采樣。從資料中可以看到，的最大允許電流可以是100mA，設(shè)計(jì)的最大電流不超過這個(gè)值，滿足器件規(guī)格。其次考慮電流條件，由于TL431與光耦的LED串聯(lián)，即流過LED的電流。再考慮另一種最壞的情況即，CTR=50%，則計(jì)算原邊前向電流，查得，同樣用式（310）計(jì)算滿足條件。～10mA。從光耦TLP181的副邊出發(fā)，集電極電流最大不超過50mA，資料建議的最大工作電流值為10mA，而發(fā)射級(jí)與TOP243的控制腳串聯(lián)，以提供反饋電流從而改變占空比。光耦的原副邊電流傳輸比以100%為最佳，但是一般光耦的傳輸比CTR都是一個(gè)范圍[11]，如RankY型的TLP181的傳輸比為50%～150%。首先考慮電壓條件。首先分析精密寬電壓穩(wěn)壓管TL431。計(jì)算這兩個(gè)零點(diǎn)點(diǎn)頻率，第一個(gè)零點(diǎn)頻率為第二個(gè)零點(diǎn)頻率為。TL431相當(dāng)于一個(gè)誤差放大器[10]，（5腳）相當(dāng)于誤差放大器的同相端，參考端（4腳）相當(dāng)于放大器的反相端，而陰極（3腳）相當(dāng)于放大器的輸出端。R162和C142與其前饋電路光耦TLP181和精密寬電壓穩(wěn)壓管TL431形成反饋回路，提供環(huán)路補(bǔ)償，保證電路的穩(wěn)定運(yùn)行。當(dāng)然也可以單獨(dú)使用欠壓或過壓保護(hù)，該電路沒有欠壓保護(hù)的技術(shù)要求，但為了節(jié)省元件所以僅用了一個(gè)流限電阻。當(dāng)直流總線電壓上升至大于495V后，將強(qiáng)制TOP243輸出關(guān)斷。從圖中可以看到連接該引腳和整流的高壓直流總線的電阻為，TOPSwitch的資料中欠壓檢測電流，過壓檢測電流，由此可以計(jì)算欠壓保護(hù)電壓值：,計(jì)算過壓保護(hù)電壓值：。2腳是線電壓檢測引腳，用于實(shí)現(xiàn)過壓（OV）保護(hù)、欠壓（UV）保護(hù)、降低的線電壓前饋、遠(yuǎn)程開/關(guān)和同步等功能。3腳為外部流限引腳，用于外部流限調(diào)節(jié)、遠(yuǎn)程開/關(guān)控制和同步，如果連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。4腳是功率MOSFET的源極連接點(diǎn)，用于高壓功率的回路，也是初級(jí)控制電路的公共點(diǎn)及參考點(diǎn)。帶入