【正文】 數(shù)值計算：。確定原邊電感，由于在每個開關周期中，從原邊到副邊的傳遞能量，僅在于和之差，于是原邊電感量的計算如下式[6]：（39）式中Z是損耗分配因數(shù)，是副邊損耗與總損耗的比例值。則。由于從產(chǎn)品資料上無法取得這一參數(shù)，作者考慮從電容充放電原理推算如下，由電容的電流電壓關系得到，查得TOP243的上升時間,關斷時間，而電壓變化則是從導通壓降到關斷期間TOP243兩端承受電壓的差值。可由下式計算：（37）式中，是TOP243在高溫下的導通電阻，經(jīng)查閱，則?？紤]到電路長期工作及使用環(huán)境，熱損耗比較大，有必要對TOPSwitch檢驗溫升限制。大于該數(shù)值的最小功率的TOPSwitch應當是作為最低功耗的首選器件。有效值計算式為：（35）。反向阻斷二極管型號是MUR160，它能承受的最大反向電壓是600V，反向恢復時間是50ns。，經(jīng)查閱，其漏源極最大額定電壓為700V，可見還留有37V左右的安全裕量。反向阻斷二極管應采用超快回復高壓整流管，其反向恢復時間應小于75ns。綜合考慮所有因素后，TOPSwitch漏極的最大電壓值計算如下：（33）。所以在選用箝位齊納管時，就應當對此做出考慮。因此，在大電流和高溫條件下，會明顯增大。通常規(guī)范箝位齊納管的額定電壓，是工作中低電流值和室溫下。因此，有必要在原邊繞組設置一個箝位電路，它包括一個齊納箝位二極管和一個阻斷反接二極管。除此之外，截止瞬間在漏極上，還有一個由變壓器原邊漏感引起的電壓尖峰。計算。根據(jù)（32）式中，是TOPSwitch導通期間漏極源極的平均電壓值。，其中原邊繞組匝數(shù)為匝，副邊繞組的匝數(shù)為3匝，且該副邊輸出電壓是作為反饋電壓控制來調節(jié)占空比的，另外的副邊繞組應以該副邊為準?？紤]變壓器、功率管等一些半導體器件的損耗及附加損耗，預選取電源的效率為，這也是常用的單端反激式開關電源可以達到的效率。如圖所示，輸出端接后續(xù)整流電路，由三端穩(wěn)壓芯片、共模電感、濾波整流電容等構成，不屬于本文的討論范圍。第三章 光伏并網(wǎng)逆變器中輔助電源的實現(xiàn)方案現(xiàn)有用TOPSwitch實現(xiàn)的單端反激式穩(wěn)壓電源的拓撲電路，該電源作為我公司已投入市場的較小功率的逆變器中的輔助電源，具有良好的性能。最后通過窗口校核，如果符合就可以完成變壓器的設計了。一般都要在變壓器的磁芯開氣隙，以防止磁勢飽和。為電流密度系數(shù)，一般取左右。面積乘積法（也叫AP算法）的計算公式為：（227）式中，為磁芯窗口面積，為磁芯截面積，為磁芯工作磁感應強度。接下來是選擇磁芯規(guī)格，大體上可以有兩種方式，一種是通過計算電源所需要的總功率先選擇功率合適的磁芯，最后通過窗口校核和磁密度校核來判定所選的變壓器是否合適。當電流斷續(xù)時，=1。由式（224）可以計算原邊電流的峰值：（225）式中是脈動電流與尖峰電流的比值，式（225）同時適用于連續(xù)電流模式和斷續(xù)電流模式。減少漏感的主要方法是線圈交錯繞，如果將初級線圈分成兩半，將次級線圈夾在中間，就可以大大地降低漏感[9]。因此，減少匝數(shù)，選取大的窗口寬度可減少漏感?？紤]端部磁通，變壓器初級繞組的漏感可用下式計算：（223a）式中 （223b）其中，是空氣的磁導率，是原邊繞組匝數(shù)，是繞組平均長度，是窗口高度，是初級占窗口高度，是次級占窗口高度，是兩線圈間間隔。漏感是一個寄生參數(shù)，當開關管有導通狀態(tài)轉為斷開時，漏感存儲的能量就要釋放，產(chǎn)生很大的尖峰，造成電路器件損壞和很大的電磁干擾，并惡化了效率。同克服集膚效應一樣，可以用截面之和等于單導線的多根直徑小于穿透深度的導線并聯(lián)減小鄰近效應的影響[9]。導線的外側，既沒有電流，也沒有磁場。使得導體中電流擠在兩導線接近的一邊，這就是鄰近效應。在靠近A的一邊渦流與的方向一致，相互疊加；而在遠離A的一邊，渦流與方向相反而抵消。而在導線內部，由兩導線外側向內逐漸加強，到達導線內表面時磁場最強。在兩根流過相反電流導線之間的磁場疊加，場地強度最強。大直徑的導線因交流電阻引起的交流損耗大，經(jīng)常用截面之和等于單導線的多根直徑小于穿透深度的導線并聯(lián)，以減少集膚效應帶來的交流損耗[9]。對于圓導線，直流電阻反比于導線截面積。 集膚效應的電路描述導線中電流密度從導線表面到中心按指數(shù)規(guī)律下降，導線有效截面積減少而電阻加大，損耗加大。當流過低頻電流時，電感作用很小；但流過高頻電流時，由于分布電感作用，外部電感阻擋了外加電壓的大部分，只是在接近表面的電阻才流過較大電流。A點表示導線表面，B點表示導線的中心。 高頻電流引起的集膚效應 可以將上述導體內由中心到表面的磁電關系等效為一個L、R的倒L形串聯(lián)等效電路。可以看到渦流的ab和ef邊與主電流OA方向一致，而bc邊和de邊與OA相反。根據(jù)電磁感應定律，高頻磁場中導體內沿長度方向的兩個平面L和N產(chǎn)生感應電勢。 低頻時單根導線的磁場 取沿導線長度的橫截面，低頻電流值整個截面上均勻分布。 載流導線總是兩條線，假設電流的回流線相距非常遠，回流線磁場不會對單根載流導線的磁場產(chǎn)生影響。然而這樣做的代價是使電路復雜化，可靠性降低。但是隨著開關電源工作頻率增加，高頻電流值線圈中流通產(chǎn)生嚴重的高頻效應，加之寄生電感、電容的影響大大地損害了開關電源電路的性能，如效率降低、電壓尖峰、寄生振蕩和電磁干擾等。在低頻時，依據(jù)線圈直流電阻引起的允許損耗設計線圈。作者將在第三章中分別討論用TOPSwitch系列和UC3844控制芯片來設計單端反激式開關電源。反激式開關電源的流程圖如下： 單端反激式開關電源的逐步設計方法流程圖 根據(jù)流程圖，將已知的技術指標帶入計算，可以逐步對開關電源進行設計。作者結合TOPSwitch產(chǎn)品手冊AN16給出的設計流程圖，給出一個比較通用的設計流程圖，適合于大多數(shù)IC控制芯片組成的反激式開關電源。它的設計方法大體上可由三部分組成：一是完整的設計流程圖，二是簡明扼要的設計步驟，三是深化的數(shù)據(jù)信息處理[6]。因此在電網(wǎng)變化或者負載變化時，只需要稍微調節(jié)脈沖寬度，就能穩(wěn)定輸出電壓不變。它的輸入功率為：（220）式（220）即為單端反激式變換器工作在磁化電流連續(xù)狀態(tài)下的基本關系式。從上面關系式看出，當單端反激式變換器工作在磁化電流為連續(xù)狀態(tài)時，其輸出電壓只取決于原邊與副邊繞組匝數(shù)比、脈沖導通時間與截止時間之比，以及輸入電壓E的值，而與負載電阻大小無關。在連續(xù)狀態(tài)和臨界狀態(tài)條件時，應當滿足一下等式： 即 （216）（217）只要滿足關系式（216），可實現(xiàn)開關管導通期間的磁通從升到，而截止期間又從回復到。如果說在開關工作周期結束時，磁通沒有回到周期開始時的起點，則變壓器磁芯內的磁通將周而復始地逐步增大，導致磁芯飽和而損壞功率開關管。在非連續(xù)狀態(tài)和臨界狀態(tài)下，當開關管導通后，磁通從零值（實際上是磁滯回線對應的剩余磁通）升到；當開關管截止后，磁通又從返回的原來位置，實現(xiàn)磁通復位。反激式開關電源同樣也要遵循這個原則。因此，電源的設計就是要在技術指標和成本高低上選擇一個折中，或者說是最優(yōu)化設計。這也是所有電源開發(fā)所要遵循的設計原則。確定單端反激式開關電源所處的工作模式是開始設計工作之前的必要環(huán)節(jié)。臨界連續(xù)模式和斷續(xù)模式的設計流程基本相同，而與連續(xù)工作模式有很大的區(qū)別，主要體現(xiàn)在變壓器原邊繞組的電流峰值不同，一般來說斷續(xù)模式下原邊繞組的電流峰值要大，而原邊繞組的電感量要小。一個好的反饋回路可以有效地自動調整需要的占空比，無論輸入電壓、負載電流或者器件取值的變化等引起的干擾大小，都能隨時保證輸出電壓的精確度和穩(wěn)定度。而不合格的變壓器不但不能完成能量有效傳輸?shù)墓δ?，降低電源的效率，還會對功率器件造成過壓沖擊、電磁干擾等危害，影響電源的穩(wěn)定工作，即使設計了一個很有效的反饋控制回路，也無法保證電源的正常工作。作者認為，其中變壓器和反饋控制回路的設計是反激式開關電源的關鍵，是最重要的兩個部分。大多數(shù)高集成IC器件都具有模擬和數(shù)字控制電路，能完成隔離變壓、調整穩(wěn)壓、自動保護等開關電源需要的全部功能，并且建立了IC內部回路的穩(wěn)定性，因此能有效地縮減設計變數(shù)項目[6]。這就意味著設計涉及到需要綜合協(xié)調的許多可變因素。該電流波形與半橋式等雙端電路的電流波形相似，而與單端反激式變換器在非連續(xù)和臨界狀態(tài)時代電流波形不同。當Q1的截止時間小于副邊電流衰減到零所需時間的情況下，那么在Q1截止結束時，副邊電流將大于零。從式（21）看出，單端反激式變換器的高頻變壓器在Q1導通期間的儲存能量，與副邊的負載大小無關，即原邊繞組最大電流值不受負載影響，它只決定于原邊繞組電感量、施加的輸入電壓值E和導通脈沖寬度。在開路試驗中，不能讓負載斷開引起輸出電壓劇增而損壞功率管。當Q1截止時，副邊整流二極管導通，若忽略其正向壓降，則副邊繞組電壓值約等于輸出電壓。因此空載時必須接上“假負載”，否則會造成輸出電壓過高而損壞晶體管。由式（212）可知，輸出電壓與負載電阻有關：負載電阻越大、輸出電壓越高，而負載電阻越小則輸出電壓越低。在新的周期開始Q1又導通時，原邊電流和磁通都是從零開始線性增大，其速率為。臨界狀態(tài)時的原邊電流、副邊電流、原邊繞組感應電壓、開關管電壓波形、。因原邊與副邊電流、繞組匝數(shù)關系式為：，因此可得到關系式：（27） 單端反激式變換器的三種工作狀態(tài)由于原邊、副邊電感量為常數(shù)，使原邊電流和副邊電流按現(xiàn)行規(guī)律升高或降低。當Q1導通，電路工作進入穩(wěn)態(tài)后，原邊電流又線性增大，變壓器又開始儲存能量。若忽略變壓器的各種損耗，根據(jù)能量守恒定律，則高頻變壓器的初級與次級能量應滿足關系式（24）式中，是開關管導通快結束時原邊電流的最大值，為Q1剛截止時副邊電流的最大值。當導通結束時，原邊電流幅值為（省略Q1的飽和壓降）：（21）副邊繞組電壓為：（22）當開關管Q1截止時，其集電極電位變?yōu)楦唠娖?，原邊繞組電流變?yōu)榱?，副邊繞組兩端感應電壓極性反向，使D1導通，向充電，變壓器儲能開始釋放，副邊電流則線性下降。 連續(xù)模式下變壓器原邊與副邊電流示意圖。因單端反激式變換器只是在原邊開關管導通期間儲存能量，當它截止時才向負載釋放能量，所以高頻變換器在開關工作過程中，既起變壓隔離作用，又是電感儲能元件。對于變壓器體積大和占空比小這兩個缺點，在小功率情況下問題不是很嚴重，可以忽略其影響。單端反激式變換器有如下缺點：（1） 開關管承受的電壓高，相同電源電壓的情況下，單端變換器開關管上承受的電壓比半橋式和全橋式電路都高得多；（2） 由于變壓器單向工作，可利用的鐵芯的磁通變化量為,比雙端工作的變壓器要小得多，所以鐵芯利用率低，變壓器體積大；（3） 功率傳輸比的占空比較小，所以輸出功率較雙端變換器小。按變壓器的副邊開關整流器二極管的不同接線方式，單端變換器有兩種類型：一是單端反激式變換器（原邊主功率開關管與副邊整流管的開關狀態(tài)相反，當前者導通時后者截止，反之當前者截止時后者導通），二是單端正激式變換器（兩者同時導通或截止）。因此，綜合考慮技術要求、成本、工藝和控制方式等因素，宜采用反激式拓撲結構的電路實現(xiàn)DC/DC變換。當然，反激式拓撲電路的變壓器還作為儲能電感工作，其體積較大，一般只用于功率較小的DC/DC變換器。實際應用中占空度會更小，意味著較少的連續(xù)工作狀態(tài)和較大的原邊電流，不但增加了開關損耗，降低了電流效率，而且限制了輸出調整率。而一般來說，正激式變換電路用到的功率器件要比反激式多，變壓器也多一個消磁線圈，其磁滯損耗必定大于反激式變換電路，尤其是電路工作在100KHz以上的高頻，這些損耗就會更加嚴重。本課題涉及的輔助電源即DC/DC功率變換電路，具有多路輸出，并帶有反饋控制，需要輸入部分和輸出部分有良好的隔離，所以適合采用反激式或正激式拓撲結構。在很多情況下，希望輸出電路和輸入電路要電氣絕緣，或者希望多路輸出，尤其在小功率情況下，一般都采用單端反激式或正激式變換電路。課題設計的電源的技術要求指標是250V700V直流輸入，多路直流輸出，因此屬于DC/DC直流變換器。PWM脈寬調制方式，也就是占空比控制方式，通常是在固定開關頻率的條件下，直接改變主動率開關管的導通時間寬度。 脈寬調制DC/DC高頻開關穩(wěn)壓電源的基本電路，脈寬調制DC/DC高頻開關穩(wěn)壓電源的基本電路。由于開關頻率明顯升高，使副邊輸出濾波電容量減??；由于鐵氧體高頻變壓器的體積和重量明顯減少，去掉了原有的笨重和龐大的老式工頻變壓器，這就大量減少了漆包線和硅鋼片，使開關電源的體積和重量大為減少，成本降低；由于主功率晶體管工作在開關狀態(tài)，其損耗很小，使電源變換器和整機的效率大為提高?，F(xiàn)代高頻開關電源中絕大多數(shù)采用PWM脈寬調制技術來實現(xiàn)對電路的控制。脈寬調制是指工作頻率不變，通過改變晶體管導通時間或截止時間來改變占空比，應用最為廣泛。為保持變換器的輸出電壓穩(wěn)定，通常采用占空比控制技術。此外，還應具有軟啟動功能及過流、過壓等保護功能。因此需要加適當?shù)男ＵW(wǎng)絡或采用多反饋技術?？刂齐娐繁仨毧紤]到如下一些基本要求及功能：變換器是一閉環(huán)調節(jié)系統(tǒng)，所以與一般調節(jié)系統(tǒng)一樣，要求控制電路應具有足夠的回路增益，能在允許的輸入電網(wǎng)電壓、負載及溫度變化范圍內，輸出電壓穩(wěn)定度達到規(guī)定的精度要求，即靜態(tài)精度指標。變換器的控制電路變換器的重要組成部分，直接影響到變換器的技術性能。按驅動激勵方式的不同，有他激式和自激式兩種；第二章 光伏并網(wǎng)逆變器輔助電源工作原理和設計方法[6]第四章給出輔助電源的實驗方案和測試結果，對實現(xiàn)結果進行分析，產(chǎn)生實驗測試報告。第二種方案將采用新的控制策略，實現(xiàn)相同的功能。本課題就是在上述背景下展開的，本文第二章將分析電源的工作原理，重點研究反激式開關電源的拓撲結構和設計方法。公司目前正在研發(fā)5KW功率的光伏并網(wǎng)逆變器，本文研究的正是該逆變器中的輔助電源的設計方案，其技術指標為直流輸入250V～700V，較公司以前的3KW，1KW等