【文章內容簡介】 0。PWM調速系統(tǒng)的開關頻率都較高，至少是1～4kHz，因此電流的脈動幅值不會很大，再影響到轉速n和反電動勢E的波動就更小，在分析時可以忽略不計，視n和E為恒值。這種簡單不可逆PWM電路中電動機的電樞電流不能反向，因此系統(tǒng)沒有制動作用，只能做單向限運行，這種電路又稱為“受限式”不可逆PWM電路。這種PWM調速系統(tǒng)，空載或輕載下可能出現(xiàn)電流斷續(xù)現(xiàn)象，系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能均差。圖22（a）所示為具有制動作用的不可逆PWM變換電路，該電路設置了兩個電力晶體管VT1和VT2，形成兩者交替開關的電路，提供了反向電流的通路。這種電路組成的PWM調速系統(tǒng)可在第I、II兩個象限中運行。VT1和VT2的基極驅動信號電壓大小相等，極性相反，即。當電動機工作在電動狀態(tài)時，在一個周期內平均電流就為正值，電流分為兩段變化。在期間，為正，VT1飽和導通；為負，VT2截止。此時，電源電壓加到電動機電樞兩端，電流沿圖中的回路１流通。在期間，和改變極性，VT1截止，原方向的電流沿回路2經二極管VD2續(xù)流，在VD2兩端產生的壓降給VT2施加反壓，使VT2不可能導通。因此，電動機工作在電動狀態(tài)時，一般情況下實際上是電力晶體管VT1和續(xù)流二極管VD2交替導通，而VT2則始終不導通，其電壓、電流波型如圖22（b）所示，與圖21沒有VT2的情況完全一樣。如果電動機在電動運行中要降低轉速，可將控制電壓減小，使的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使電動機電樞兩端的平均電壓降低。但是由于慣性，電動機的轉速n和反電動勢E來不及立刻變化，因而出現(xiàn)的情況。這時電力晶體管VT2能在電動機制動中起作用。在期間，VT2在正的和反電動勢E的作用下飽和導通，由E－產生的反向電流沿回路3通過VT2流通，產生能耗制動，一部分能量消耗在回路電阻上，一部分轉化為磁場能存儲在回路電感中，直到t=T為止。在（也就是）期間，因變負，VT2截止，只能沿回路4經二極管VD1續(xù)流，對電源回饋制動，同時在VD1上產生的壓降使VT1承受反壓而不能導通。在整個制動狀態(tài)中，VT2和VD1輪流導通，VT1始終截止，此時電動機處于發(fā)電狀態(tài)，電壓和電流波型圖22（c）。反向電流的制動作用使電動機轉速下降，直到新的穩(wěn)態(tài)。圖22 具有制動作用的不可逆PWM變換電路這種電路構成的調速系統(tǒng)還存在一種特殊情況，即在電動機的輕載電動狀態(tài)中，負載電流很小，在VT1關斷后（即期間）沿回路2徑VD2的續(xù)流電流很快衰減到零，如在圖22（d）中的期間的時刻。這時VD2兩端的壓降也降為零，而此時由于為正，使VT2得以導通，反電動勢E經VT2沿回路3流過反向電流，產生局部時間的能耗制動作用。到了期間，VT2關斷，又沿回路4經VD1續(xù)流，到時衰減到零，VT1在作用下因不存在而反壓而導通，電樞電流再次改變方向為沿回路１經VT1流通。在一個開關周期內，VTVDVTVD1四個電力電子開關器件輪流導通，其電流波形示圖22（d）。綜上所述，具有制動作用的不可逆PWM變換器構成的調速系統(tǒng)，電動機電樞回路中的電流始終是連續(xù)的；而且，由于電流可以反向，系統(tǒng)可以實現(xiàn)二象限運行，有較好的靜、動態(tài)性能?？赡鍼WM變換器主電路的結構形式有T型和H型兩種，其基本電路如圖23所示，圖中（a）為T型PWM變換器電路，（b）為H型PWM變換器電路。 圖23 可逆PWM變換器電路 （a）T型　　 （b）H型 T型電路由兩個可控電力電子器件和與兩個續(xù)流二極管組成，所用元件少，線路簡單，構成系統(tǒng)時便于引出反饋，適用于作為電壓低于50V的電動機的可控電壓源；但是T型電路需要正負對稱的雙極性直流電源，電路中的電力電子器件要求承受兩倍的電源電壓，在相同的直流電源電壓下，其輸出電壓的幅值為H型電路的一半。H型電路是實際上廣泛應用的可逆PWM變換器電路，它由四個可控電力電子器件（以下以電力晶體管為例）和四個續(xù)流二極管組成的橋式電路，這種電路只需要單極性電源，所需電力電子器件的耐壓相對較低，但是構成調速系統(tǒng)的電動機電樞兩端浮地。H型變換器電路在控制方式上分為雙極式、單極式和受限單極式三種，本次設計我們選擇雙極式H型可逆PWM變換器。主電路如圖25所示。圖25 H橋主電路 泵升電路當脈寬調速系統(tǒng)的電動機轉速由高變低時（減速或者停車），儲存在電動機和負載轉動部分的動能將變成電能，并通過PWM變換器回饋給直流電源。當直流電源功率二極管整流器供電時，不能將這部分能量回饋給電網，只能對整流器輸出端的濾波電容器充電而使電源電壓升高，稱作“泵升電壓”。過高的泵升電壓會損壞元器件，因此必須采取預防措施，防止過高的泵升電壓出現(xiàn)?？梢圆捎糜煞至麟娮鑂和開關元件（電力電子器件）VT組成的泵升電壓限制電路，如圖26所示。 圖26 泵升電壓限制電路當濾波電容器C兩端的電壓超過規(guī)定的泵升電壓允許數值時，VT導通，將回饋能量的一部分消耗在分流電阻R上。這種辦法簡單實用，但能量有損失，且會使分流電阻R發(fā)熱，因此對于功率較大的系統(tǒng)，為了提高效率，可以在分流電路中接入逆變，把一部分能量回饋到電網中去。但這樣系統(tǒng)就比較復雜了，我們就不選擇這種方式了。 參數設計 IGBT管的參數IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做絕緣柵極雙極晶體管。這種器件具有MOS門極的高速開關性能和雙極動作的高耐壓、大電流容量的兩種特點。其開關速度可達1mS，額定電流密度100A/cm2，電壓驅動，自身損耗小。其符號和波形圖如圖26所示。設計中選的IGBT管的型號是IRGPC50U,它的參數如下：管子類型：NMOS場效應管極限電壓Vm：600V極限電流Im：27 A耗散功率P：200 W 額定電壓U：225V額定電流I：圖27 IGBT信號及波形圖 緩沖電路參數如圖23(b)所示，H橋電路中采用了緩沖電路，由電阻和電容組成。 IGBT的緩沖電路功能側重于開關過程中過電壓的吸收與抑制，這是由于IGBT的工作頻率可以高達3050kHz；因此很小的電路電感就可能引起頗大的，從而產生過電壓，危及IGBT的安全。逆變器中IGBT開通時出現(xiàn)尖峰電流，其原因是由于在剛導通的IGBT負載電流上疊加了橋臂中互補管上反并聯(lián)的續(xù)流二極管的反向恢復電流，所以在此二極管恢復阻斷前，剛導通的IGBT上形成逆變橋臂的瞬時貫穿短路，使出現(xiàn)尖峰，為此需要串入抑流電感，即串聯(lián)緩沖電路，或放大IGBT的容量。緩沖電路參數：經實驗得出緩沖電路電阻R=10K；電容。 泵升電路參數 如圖26所示，泵升電路由一個電容量大的電解電容、一個電阻和一個VT組成。泵升電路中電解電容選取C=2000；電壓U=450V；VT選取IRGPC50U 型號的IGBT管；電阻選取R=20。第四章PWM控制直流調速系統(tǒng)控制電路設計 檢測環(huán)節(jié)電流反饋環(huán)節(jié)的輸入信號是主電路的電流量，經變換后獲得輸出為直流電壓的反饋量，根據電流反饋環(huán)節(jié)的組成，常用的電流反饋方式和檢測元件有下面幾種： 在主電路直流側串接低阻值電阻以取得電流檢測信號，如圖41所示。這種電流檢測方法，在電阻上會產生壓降或損耗。有時可利用電動機的換向繞組和補償繞組上的壓降作為電流信號。上述方法主電路與控制電路在電路上需接入電流隔離器。將作為隔離輸入信號，隔離器的輸出再作為電流反饋信號。MI