【文章內(nèi)容簡介】 Vout+ 圖 23 隔離式 DCDC 結(jié)構(gòu) 控制方法及實現(xiàn)方案 方案一 :采用脈沖頻率調(diào)制 FPM(Pulse Frequency Modulation)的控制方式，其特征是固定脈沖寬度，利用改變開關(guān)頻率的方法來調(diào)節(jié)占空比。輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍大，但要求濾波電路必須在寬頻帶下工作。 方案二：采用脈沖寬度調(diào)制 PWM（ Pulse Wildth Modulation）的控制方式，其特征是固定開關(guān)的頻率 ，通過改變脈沖寬度改變占空比控制型效率高并具有良好的輸出電壓和噪聲。基于上述考濾及題目的具體要求，本設(shè)計選用 PWM 調(diào)制方式 [2]。 提高效率的方法及實現(xiàn)方案 針對提高效率的問題，使用了如下兩種方案。 方案一：降低開關(guān)變壓器次級的輸出整流管 VD2 的損耗，進(jìn)而提高變換效率?？梢赃x擇肖特基二極管，其正向傳輸損耗低，而且不存在反向恢復(fù)損耗。 方案二：使斬波器斬波頻率與開關(guān)變壓器的頻率相匹配。改變控制器的開關(guān)頻率使得開關(guān)變壓器的磁損耗達(dá)到最小，以提高電源的轉(zhuǎn)換效率。 主體思路 采用 80C51 單片機(jī) 對基于控制 PWM 的不對稱半橋式功率變換器的數(shù)字控制， 實現(xiàn)直流輸出電壓的設(shè)定和步進(jìn)的連續(xù)調(diào)整，最大輸出電流為 5A。系統(tǒng)主要包括控制開關(guān)電源模擬電路部分和單片機(jī)組成的數(shù)控部分。系統(tǒng)框圖如圖 24 所示 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 9 輸入電路部分： 首先由一個壓敏電阻對輸入的市電進(jìn)行尖峰電壓限幅，然后由一個扼流線圈對輸入浪涌電流進(jìn)行限流，再由全橋整流濾波電路將輸入電壓轉(zhuǎn)化成 300V 直流電壓。 功率變換部分：本設(shè)計選用隔離式開關(guān)變壓器，隔離式開關(guān)電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件， 并通過 MOSFET 功率管對 300V 直流電壓進(jìn)行 PWM 斬波，送入到高頻開關(guān)變壓器進(jìn)行功率的變換及傳送。 驅(qū)動電路部分：高壓側(cè) MOSFET 選用 IRFPF50，低壓側(cè)選用 IRF540 和 IRF5305。MOSFET 的工作需要有專用的驅(qū)動電路，由 MOSFET 的各個參數(shù)算出選擇 IR2110 作為MOSFET 的驅(qū)動電路。 IR2110 是多通道，輸出電流為 2A 的 MOSFET 驅(qū)動芯片，其各個指標(biāo)都滿足本設(shè)計的要求。 輸出電路部分：高頻開關(guān)變壓器變送過來的高頻脈動電動勢不能直接用于輸出，需要對功率 PWM 波進(jìn)行高頻整流濾波。由 PWM 控制器的輸出 PWM 的頻率可知，整流管的開關(guān)頻率必須大于 500KHz。又由于輸出電流較大，整流管的壓降損耗嚴(yán)重，因此要選擇低導(dǎo)通壓降的快恢復(fù)二極管。經(jīng)過元器件的選型與比較，本設(shè)計選用 MUR3060PT肖特基二極管。 MUR3060PT 肖特基二極管正向傳輸損耗低，而且不存在反向恢復(fù)損耗。 PWM 控制部分：由開關(guān)電源專用控制芯片 TL494 控制 PWM 的輸出， TL494 的振蕩頻率由其 6 引腳的 RC 值決定，約為 f=（ RC）。 振蕩器產(chǎn)生的鋸齒形振蕩波送到 PWM 比較器的反相輸入端 ， 脈沖調(diào)寬電壓送到 PWM 比較器的同 相輸入端 ， 通過PWM 比較器進(jìn)行比較 ， 輸出一定寬度的脈沖波。當(dāng)調(diào)寬電壓變化時 ， TL494 輸出的脈沖寬度也隨之改變 ， 從而改變開關(guān)管的導(dǎo)通時間 Ton ， 達(dá)到調(diào)節(jié)、穩(wěn)定輸出電壓的目的 反饋檢測部分： 輸出電壓經(jīng)過電壓采樣、電流采樣后送到 TL494 的反饋輸入端，從而達(dá)到控制脈沖寬度的調(diào)制。 脈沖調(diào)寬電壓可由 3 腳直接送入的電壓來控制 ， 也可分別從兩個誤差放大器的輸入端送入 ， 通過比較、放大 ， 經(jīng)隔離二極管輸出到 PWM 比較器的正相輸入端。兩個放大器可獨(dú)立使用 ， 如分別用于反饋穩(wěn)壓和過流保護(hù) 。 信號給定部分：本設(shè)計選用單片機(jī)控 制系統(tǒng)的工作。 89C51 單片機(jī)主要是對功率電路的控制和對輸出電壓、電流的采樣反饋。信號的給定則用 PWM 的方式進(jìn)行 D/A 輸出，對 PWM 進(jìn)行二階濾波后，信號的輸出電壓 Uo=DU，其中 U 為 PWM 波形的高電平值。電網(wǎng) 整流濾波 變壓 整流 驅(qū)動放大 MOSFET斬波 PWM調(diào)制 主機(jī) 反饋檢測 輸出 A/D 圖 24 系統(tǒng)總框圖 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開關(guān)電源設(shè)計 10 PWM 選用 16 位計數(shù)方式，則 D/A 的分辨率為 1/65535，此分辨率完全滿足了本設(shè)計的要求。 軟件設(shè)計思路 單片機(jī)根據(jù)鍵盤輸入值和取樣值之間的差值，修改脈沖占空比，并輸出控制功率開關(guān)管，以 便得到期望的輸出電壓值 ，并根據(jù) A/D 轉(zhuǎn)換器所采樣的電壓和鍵盤輸入比較，根據(jù)差值調(diào)用 PID 算法再次修改脈寬使輸出電 壓穩(wěn)定。開關(guān)變換器采用磁鐵心電感作為儲能元件，在功率開關(guān)管導(dǎo)通時，電感儲能，在開關(guān)管截止時，電感釋放能量給負(fù)載。單片機(jī)定時采樣輸出端的電壓，通過 ADC0832 送進(jìn)單片機(jī)進(jìn)行處理，單片機(jī)根據(jù)處理結(jié)果輸出更新的控制信號，經(jīng)過光電耦合器濾除干擾后輸出控制信號控制功率開關(guān)管工作狀態(tài)。在本系統(tǒng)中，用戶可以根據(jù)需要從鍵盤輸入期望的電壓，單片機(jī)會根據(jù)鍵盤輸入與采樣電壓的差值，更新脈寬，使電源輸出相應(yīng)電壓，更新脈寬后，單片機(jī)會馬上調(diào)用 PID 控制算法，對輸出電壓進(jìn)行穩(wěn)定控制。 閉環(huán)時，電源自動進(jìn)行脈寬調(diào)制，當(dāng)系統(tǒng)讀取到鍵盤 預(yù)置的電壓變化時，先將鍵盤輸入值和從輸出端的取樣值相比較，假設(shè)當(dāng)前鍵盤輸入為 10v，從輸出端取樣的值為 6v，差值為 4v，則系統(tǒng)會根據(jù)這個差值，更新脈寬使得輸出端電壓上升為 10v；同樣，當(dāng)鍵盤輸入為 6v，輸出端取樣值為 10v，差值為 4v，系統(tǒng)會根據(jù)算法，將占空比減小以使輸出電壓變小，這就是系統(tǒng)脈寬調(diào)制過程。 同時，電源可以自動穩(wěn)壓，假定在某一正常狀態(tài)下，輸出為 V0，反饋電壓問 Vf（ Vf=V0）， 用戶設(shè)定電壓為 Vs，當(dāng) V0=Vs 時，偏差為 0，單片機(jī)不進(jìn)行脈寬更新，當(dāng)電網(wǎng)波動導(dǎo)致輸出增加時，即 V0Vs 時 ,單片 機(jī)采樣的電壓也增加，單片機(jī)根據(jù)偏差修改占空比使導(dǎo)通時間變小，從 而使電壓下降，同樣當(dāng)電網(wǎng)波動使輸出電壓下降時，即V0Vs 時，單片機(jī)修改脈寬使導(dǎo)通時間變長，從而使輸出電壓上升，如此循環(huán)來進(jìn)行穩(wěn)壓。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 11 第 3 章 系統(tǒng)硬件設(shè)計 隔離式高頻開關(guān)電源 隔離式開關(guān)電源的變換器具有多種形式。主要分為半橋式、全橋式、推挽式、單端反激式、單端正激式等。在設(shè)計電源時，設(shè)計者采取哪種變換器電路形式，主要根據(jù)成本、要達(dá)到的性能指標(biāo)等因素來決定。各種形式的電源電路的基本功能塊是相同的，只是完成這些功能的技術(shù)手段有所不同。隔離式高頻開關(guān)電源電路的共同特點(diǎn)就是具有高頻變壓器，直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組的脈沖電壓整流濾波而來。開關(guān)電源的基本功能框圖如圖 31 所示。 I G B T 逆變高 頻 變壓 器輸 出 整流P W M 驅(qū)動輸 出 濾波輸 出輸 入 濾波輸 入 整流A / D單 片 機(jī)P W M 控制 器電 壓 反饋 圖 31 開關(guān)電源的基本功能框圖 輸入電路設(shè)計 前面已經(jīng)提到，隔離式開關(guān)電源是直接對輸入的交流電壓進(jìn)行整流，而不需要低頻線性隔離變壓器?，F(xiàn)代的電子設(shè)備生產(chǎn)廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設(shè)計的開關(guān)電源必須要適應(yīng)世 界范圍的交流輸入電壓，通常是 180260v 的范圍。 220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s 300V 的。如圖 32 所示。 C502220uFC501220uFC503HVCCHGND44331122扼流 24mHT114K681RK~2~3+14工頻整流橋DB1LLNN100pFCHK 圖 32 輸入電路原理圖 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開關(guān)電源設(shè)計 12 電壓整流技術(shù) 在前面已經(jīng)提到，隔離式開關(guān)電源是直接對輸入的交流電壓進(jìn)行整流，而不需要低頻線性隔離變壓器?，F(xiàn)代的電子設(shè)備生產(chǎn)廠家一般都要滿足國際市場的需求，所以他們所設(shè)計的開關(guān)電源必須要適應(yīng)世界范圍的交流輸入電壓，通常是 180260v 的范圍。 220V市電經(jīng)整流橋整流以后，變?yōu)榧s 300V 的脈動電壓，再由濾波電容平滑濾波后，得到較為平直的 300V 直流電壓， 以給開關(guān)變壓器供電。 輸入濾波電容 在交流輸入電壓最低時，整流濾波后的直流電壓的脈動值 Vpp 是最低輸入交流電壓峰值的 20%25%。設(shè)輸入交流電壓的變化范圍為 Vline(min) ～ Vline(max)，頻率 f=40khz。 相電壓有效值： Vline(min) ～ Vline(max)： 220V*（ 15%～ 20%） =176～ 253V 相電壓峰值： 2 Vline(min) ～ 2 Vline(max)： 249～ 358V 整流濾波后直流電壓的最大脈動值： Vpp= 2 Vline(min)*（ 20%～ 25%） =50V（單相） 整流濾波后的直流電壓 Vin:（ 2 Vline(min)Vpp）～ 2 Vline(max) 為了保證整流濾波后的直流電壓最小值 Vin(min)符合要求，每個周期中 Cin 所提供的能量約為： Win= Pinf = PinAf? = =(焦耳 ) 每個半周期輸入濾波電容所提供的能量為： 2Win =12 Cin[( 2 Vline(min))2Vin(min)2] （ 31） 因此 輸入濾波電容容量為： Cin=Win/(( 2 Vline(min))2Vin(min)2)=713? F （ 32） 上式中，變壓器轉(zhuǎn)換率 ? =70%，由于我們提供的是單相輸入則： A=1，頻率 f=40KHZ。 輸入浪涌保護(hù)器件 隔離式開關(guān)電源在加電時，會產(chǎn)生極高的浪涌電流。所以必須在電源的輸入端采取一些限流措施，才能有 效地將浪涌電流減小到允許的范圍之內(nèi)。浪涌電流主要是由濾波電容充電引起的，在開關(guān)管開始導(dǎo)通的瞬間，電容對交流呈現(xiàn)出很低的阻抗，一般情況下，只是電容的 E5R 值。如果不采取任何保護(hù)措施，浪涌電流可接近幾百安培。 通常廣泛采用的措施有兩種，一種方法是利用電阻一雙向可控硅并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)；另一種方法是采用負(fù)溫度系數(shù) (NTc)的熱敏電阻。用以增加對交流線路的阻抗，把浪捅電流減小到安全值。本設(shè)計采用負(fù)溫度系數(shù) (NTc)的熱敏電阻 [5]。 熱敏電阻技術(shù)：這種方法是把 NTc(負(fù)溫度系數(shù) )的熱敏電阻串聯(lián)在交流輸入端或者串聯(lián)在經(jīng)過橋式整 流后的直流線上。 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 13 RTl和 RTz與 NTc 熱敏電阻的電阻 — 溫度特性和溫度系數(shù)的關(guān)系如圖 33 所示 圖 33 熱敏電阻的溫度系數(shù) 圖 33 中，α是熱敏電阻的溫度系數(shù)，用每度百分比 (％／ c)表示。當(dāng)開關(guān)電源接通時，熱敏電阻的阻值基本上是電阻的標(biāo)稱值。這樣，由于阻值較大，它就限制了浪涌電流。當(dāng)電容開始充電時，充電電流流過熱敏電阻，開始對其加熱。由于熱敏電阻具有負(fù)溫度系數(shù)，隨著電阻的加熱，其電阻值開始下降，如果熱敏電阻選擇得合適，在負(fù)載電流達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時，其阻值應(yīng)該是最小。這樣，就不會影響整個開關(guān)電源的效率。 輸入尖峰電壓保護(hù) 在一般情況下，交流電網(wǎng)上的電壓為 220v 左右，但有時也會有高壓的尖峰出現(xiàn)。比如電網(wǎng)附近有電感性開關(guān)，暴風(fēng)雨天氣時的雷電現(xiàn)象，都是產(chǎn)生高尖峰的因素。受嚴(yán)重的雷電影響，電網(wǎng)上的高壓尖峰可達(dá) 5kv。 另一方面，電感性開關(guān)產(chǎn)生的電壓尖峰的能量滿足下面的公式： ILW ?? 221 （ 33） 式 33 中 L 是電感器的漏感， I 是通過線圈的電流。 由此可見，雖然電壓尖峰持續(xù)的時間很短，但是它確有足夠的能量使開關(guān)電源的輸入濾波器、開關(guān)晶體管等造成致命的損壞，所以必須要采取措施加以避免 [6]。 用在這種環(huán)境中最通用的抑制干擾器件是金局氧化物壓敏電阻 (MOV)瞬態(tài)電壓抑制器。當(dāng)高壓尖峰瞬間出現(xiàn)在壓敏電阻兩端時，它的阻抗急劇減小到一個低值，消除了尖峰電壓使輸入電壓達(dá)到安全值。瞬間的能量消耗在壓敏電阻上，在選擇壓敏電阻時應(yīng)按下述步驟進(jìn)行。 （ 1）選擇壓敏電阻的電壓額定值，應(yīng)該比最大的電路電壓穩(wěn)定值大 10％ 20％； （ 2）計算或估計出電路所要承受的最大瞬間能量的焦?fàn)枖?shù)； （ 3）查明器件所需要承受的最大尖峰電流。 上述幾步完成后， 就可以根據(jù)壓敏電阻參數(shù)資料選擇合適的壓敏電阻器件。 功率變換電路設(shè)計 隔離全橋推挽變換電路 一般情況下，隔離式開關(guān)電源都是用高頻變壓器作為主要隔離器件。在電路中，它是以變壓器的形式出現(xiàn)的，但實際上它起的作用是扼流圈。 汪強(qiáng)：基于單片機(jī)的開關(guān)電源設(shè)計 14 典型的全橋推挽式隔離變換器電路結(jié)構(gòu)如圖 34 所示 Ui N 1N 2 N 32N 31