【文章內(nèi)容簡介】 圖221單端反激型開關電源主回路單端正激型開關電源變換器圖222所示為單端正激型開關電源的主回路。當功率晶體管T導通時，整流二極管Dl也同時導通。輸入電能通過整流二極管Dl傳遞給負載，同時將部分能量儲存在輸出回路(即高頻變壓器副邊回路)中的儲能電感L中，故這種開關電源稱為單端正激型開關電源。當功率晶體管T截止時，電感L中的儲能流經(jīng)負載并通過二極管DZ續(xù)流釋放。 圖222單端正激型開關電源主回路多端式變換器多端式變換器的主要回路最基本的有以下三種:推挽、半橋、全橋。如圖223所示: 推挽式開關電源主回路 半橋式開關電源主回路 全橋開關電源主回路 圖223（）三種多端式變換器這里以全橋變換器說明它的功率變換原理:全橋式開關電源變換器的原理圖如圖223(3)所示，VTVT4與VTVT3由基極激勵驅動而輪流通斷，從而將直流電壓Vi變換成高頻矩形波交流電壓，然后通過Dl、D2整流，L、C2濾波后給負載提供穩(wěn)定的直流電壓。四個功率開關管組成橋的四臂，橋的一對交點輸入直流電壓，另一對交點接高頻變壓器原邊繞組。VT1和VT4由一組開關信號驅動，VT1和VT4導通時電流方向對原邊繞組是又上向下。過半個周期，VT1和VT4截止，VT2和VT3在另一組驅動信號下導通，導通電流由電源Vi正端經(jīng)VT3，原邊繞組由下向上，VT2流向電源負端。兩對開關管是輪流導通，導通時繞組電壓近似等于Vi。每只開關管均為并聯(lián)一只高速功率二極管，其鉗位作用以減小開關管由導通轉換為截止時，變壓器產(chǎn)生的電壓尖峰，以保護開關管不被擊穿。全橋式變換器的優(yōu)點是:主變壓器原邊繞組比推挽式少了一半，變壓器利用率提高。開關管可用低耐壓(如400V)、大電流的功率管輸出功率大。DCDC可分為PWM式、諧振式和它們的結合式。為保證輸出電壓不隨輸入電壓和負載變化，諧振式主要靠調節(jié)開關頻率，屬于調頻系統(tǒng)。PWM型開關電源具有控制簡單，穩(wěn)態(tài)直流增益，與負載無關等優(yōu)點，缺點是開關損失隨開關頻率的提高而增加。調頻系統(tǒng)不如PWM開關那樣易控，加上諧振電壓和電流峰值高，開關應力大。根據(jù)我們的設計要求，我們選用PWM，即脈寬調制型變換器?？刂齐娐肥歉哳l開關電源的很重要的部分，是電源系統(tǒng)可靠工作的保證，在圖231的原理框圖中，虛線框內(nèi)為控制部分電路。開關電源的控制方式基本上都采用時間比率控制(TRC)方式。這種方式又大致分為三大類:l、脈沖寬度調制(Pulsewidthmodulation簡稱PWM)方式。它用調整脈沖寬度和控制占空比的方法來達到輸出電壓的穩(wěn)定。脈沖頻率調制(PulsefrequeneyModulation即PFM)方式，它采用脈沖頻率來改變脈沖占空比來控制輸出電壓的穩(wěn)定?；旌险{制方式，即前二者兼而有之的方式，既控制脈沖寬度，又改變脈沖頻率，用綜合技術來改變脈沖占空比和脈沖周期來控制輸出電壓的穩(wěn)定。目前，以脈沖調制PWM應用最多。圖231是脈寬調制器的基本原理圖。 門電路門電路振蕩器分頻器基準電壓脈寬調制 圖231脈寬調制原理圖基準電壓:芯片內(nèi)大部分電路由它供電，同時，兼作誤差放大器的基準電壓輸入。振蕩器:由恒流充電快速放電電路以及電壓比較器組成，振蕩頻率由外接RC元件所決定，頻率f=1/RC。誤差放大器:將取樣電壓和基準電壓比較放大，送至脈寬調制電路輸入端。脈寬調制器:輸入為誤差放大器輸出。輸出分兩路，一路送給門電路，另一路送給振蕩器輸入端。門電路:門電路輸入分別受分頻器和脈寬調制器的輸入控制。分頻器:將振蕩器的輸入分頻后輸出，控制門電路輸出脈沖的頻率。從總體上說，開關電源的控制電路還包括過壓、過流保護、均流控制等。第三章 高頻開關電源主電路的設計一、拓撲結構的選擇我們知道PWM開關變化器按工作方式可分為:單端反激變換器單端正激變換器推挽式變換器半橋式變換器全橋式變換器其中5統(tǒng)稱為多端變換器，在以上的各種變換器中，通過第一章第二節(jié)的介紹，我們可知，全橋式變壓隔離器開關承受最小的開關電壓和最小的開關電流，根據(jù)我們所設計的高頻開關電源的實際情況，輸出功率較大(22OV、5A)，工作頻率較高(100KHZ)，我們選用全橋隔離式PWM變換器。這種線路的優(yōu)點:主變壓器只需要一個原邊繞組，通過正、反向的電壓得到正、反向磁通，副邊繞組采用全橋全波整流輸出。因此，變壓器鐵芯和繞組最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率開關在非常安全的情況下運作。在一般情況下，最大的反向電壓不會超過電源電壓Vs，四個能量恢復(再生)二極管能消除一部分由漏感產(chǎn)生的瞬時電壓。這樣，無需設置能量恢復繞組，反激能量便得到恢復利用。缺點:需要功率元件較多。在導通回路上，至少有兩個管壓降，因此功率損耗也比雙晶體管推挽式變換器大一倍。但是在高壓離線開關系統(tǒng)中，這些損耗還是可以接受的。另外，能量恢復(再生)方式，由于四個二極管，因此，損耗略有增加。值得注意的是，全橋變換器易發(fā)生橋臂直流短路及變壓器原邊偏磁飽和，其可靠性難以保證。但是，這種缺點我們將采取一定的措施進行避免。圖311MOSFET全橋式變換器整個變換器的電路如圖311所示。圖中每個MOSFET旁均并聯(lián)有組容吸收回路(R、C)作為緩沖器，在MOSFET瞬間斷開時，緩沖器元件R、C將通過提供交流通道減少功率管斷開時的集電極電壓應力。作為后級整流的二極管選用德國IXYS公司的DSIE3010A。二、變換器工作原理在圖3l1中，PI、P4和PP3分別構成全橋的兩臂，我們設定PI、P4由驅動信號S1驅動，其中，Pl是驅動信號Sl通過變壓器隔離后驅動的。PP3由驅動信號S2驅動，其中，P2是驅動信號S2通過變壓器隔離后驅動的。驅動信號SS2是由PWM信號控制器UC3825產(chǎn)生的，(關于UC3825的情況，我們在后面的章節(jié)將詳細地介紹。)它們是一對互補的、占空比都不超過50%的信號，也就是說，同一時間，不可能出現(xiàn)兩個信號同時為高電平的情況。當Sl信號來時，Pl和P4導通，電流經(jīng)過Pl進入變壓器原邊，再經(jīng)P4形成回路。當52信號來時，P2和P3導通，電流經(jīng)過P2進入變壓器原邊，再經(jīng)P3形成回路，但是電壓的極性與Sl驅動的相反。這樣，直流電壓K經(jīng)過變換器變換以后，得到的為一高頻變化的交流電壓，完成了從DC到AC的變換。一、開關器件前面已經(jīng)介紹了高頻變換器的分類和原理，根據(jù)它們的優(yōu)缺點及課題設計的要求，功率變換部分選擇由4只MOSFET管構成的全橋變換器，每一個MOSFET管源極與漏極間的電容和電阻用于吸收MOSFET管通斷時所產(chǎn)生的尖脈沖，保護MOSFET管。根據(jù)設計要求，4只MOSFET功率管選用功率管SSH11N90，可替換元件為IRFPE50、IRFPE52SK682SK1032。由于全橋式變換器需要兩路獨立的驅動電路，所以電路較復雜，每路驅動信號選用PWM控制集成芯片輸出控制?？刂齐娐泛椭麟娐芬ㄟ^變壓器隔離。:漏源擊穿電壓BVDS，表征功率管的耐壓極限。最大漏極電流IDmax，在特性曲線飽和區(qū)中，漏極電流達到的飽和值。閥值電壓VGs(th)，又稱開啟電壓，是指功率MOSFET流過一定量的漏極電流時的最小柵源電壓。當柵源電壓大于閥值電壓VGs(th)時，功率MOSFET開始導通。閥值電VGs(th)。導通電阻RON，導通電阻是指在確定的柵源電壓VGS下，功率MOSFET處于恒流區(qū)的直流電阻，它與輸出特性密切相關，在開關電源中， RON決定了輸出電壓和自身的損耗。一般導通電阻RON小，漏源擊穿電壓BVDs高的MOSFET好?，F(xiàn)在的工藝水平可以達到1?以下。跨導(互導)gm，表征功率MOSFET的放大性能。最高工作頻率fm，在漏源電壓VDS的作用下，電子從源區(qū)通過溝道到漏區(qū)是需要一定時間的。當柵源之間的控制信號的周期與此時間相當時，電子就來不及跟隨控制信號。這個信號的頻率就是最高工作頻率。我們選用MOSFET的原因之一便是由于它的響應頻率較高，一般達到幾百KHZ。導通時間ton。和關斷時間toff，MOSFET是依靠多數(shù)載流子傳導電流的。一般來說，影響開關速度的主要因數(shù)是器件的輸入電阻Rm、輸入電容Ciss、輸出電阻Ron、輸出電容Cout。導通時間ton定義為:從輸入信號波形上升至幅值的10%到輸出信號下降至幅值的90%所需時間。關斷時間toff定義為:從輸入信號波形下降至幅值的90%到輸出信號上升至幅值的10%所需時間:開關時間幾乎與溫度變化無關，但與柵極驅動電源以及漏極所接的負載性質、大小有關。一般導通時間ton為幾十納秒，關斷時間toff為幾百到幾千納秒。ton隨ID增加而增加，toff卻隨ID增加而減小。極間電容，極間電容是影響開關頻率的主要因數(shù)。定義為： 輸入電容：Ciss=CGS+CGD 輸出電容：Coss=CDS+CGD 反饋電容：Crss=CGD圖313MOSFET的極間電容示意圖:輸出特性以柵源電壓VGS為參變量，漏極電流ID與漏源電壓VDS的關系稱為輸出特性。當漏源電壓VDS較小時，VDS增加，ID線性增加，這段區(qū)域基本保持不變，可稱為恒阻區(qū)，標為I區(qū)，當VDS較大時，VDS增加，ID緩慢增加，直至靠近漏區(qū)一端的溝道被夾斷為特性曲線有微小的彎曲，離開恒阻區(qū)，VDS繼續(xù)增加，ID保持不變，稱為恒流區(qū)II，VDS超過時，曲線急劇上撓，稱為雪崩區(qū)III，相應于非正常工作，應免發(fā)生。我們選用的MOSFET, 例如SSHllN90是屬于N溝道增強型，它存著一個閥值電壓VDS(th)，在閥值電壓以下，漏電流值很小，MOSFET屬于截狀態(tài)。轉移特性是指柵源電壓VGS與漏極電流ID的關系曲線。曲線的斜率表示管子的放大能力。稱為跨導gm。:功率MOSFET比功率晶體管有如下的優(yōu)點:開關速度非常快。功率MOSFET是多數(shù)載流子器件，不存在功率BJT的少數(shù)載流子存貯效應，所以具有非常快的開關速度。一般低壓器件開關時間為10ns數(shù)量級，高壓器件為100ns數(shù)量級。特別適合于制作高頻開關，可以大大減少元件的損耗、尺寸和重量。高輸入阻抗和低驅動電流。直流電阻達40M。以上，因而它的輸入阻抗極高，是一種理想的電壓控制器件。平均直流驅動電流很小，在100nA數(shù)量級。安全工作區(qū)大。功率MOSFET沒有二次擊穿。漏極電流為負的溫度系數(shù)有良好的熱穩(wěn)定性?？梢院唵蔚夭⒙?lián)以增加其電流容量。二、MOSFET的驅動:由上所知，功率MOSFET工作頻率可以達到很高，但是，當功率MOSFET工作在高頻時，就會出現(xiàn)振蕩。為了防止振蕩，應注意兩點:盡可能減少功率MOSFET各端點的連線長度，特別是柵極引線?；蛘咴诳拷鼥艠O處串聯(lián)一個小電阻以便抑制寄生振蕩。由于功率MOSFET的輸入阻抗高，驅動電源的阻抗必須比較低，以避免正反饋所引起的振蕩。功率MOSFET的驅動我們采用UC3825的輸出直接驅動，在橋路的高電壓端采用變壓器隔離驅動。具體電路圖如圖315所示。圖中的隔離變壓器要求頻率響應要好，能量的傳輸效率要高，磁芯一般采用鐵氧體，使得變壓器不容易出現(xiàn)磁飽和。圖315MOSFET的驅動電路由SS11N90的參數(shù)可知，MOSFET的關斷時間與開通時間比較起來，要大很多，所以，MOSFEF的關斷比較慢，這樣將導致同一橋臂上兩個開關管同時導通而造成短路的嚴重情況，特別是在頻率很高的時候。我們通過查閱資料和實驗，發(fā)現(xiàn)在電阻R，的兩端加上如圖315中的由二極管D和三極管T組成的電路，對于縮短MOSFET的截止時間很有效，從波形圖上看，下降沿沿明顯地陡峭了。電路中，D為防止三極管T雪崩擊穿的，T為PNP管，整個工作波形圖如圖316所示。圖316中，氣、表示驅動波形，其占空比小于50%，VO1表示未加快恢復電路的輸出波形，VO2表示加了快恢復電路的輸出波形，tdl表示VO1對應的截止延遲時間，td2表示VO2對應的截止延遲時間，由圖可以看出，td1明顯地大于td2，實驗證明，MOSFET管的截止時間較長，驅動電路需要加合適的快恢復電路，以防止兩路同時導通造成電路短路的情況的發(fā)生。 圖316MOSFET驅動波形圖一、概述在前面的章節(jié)我們已經(jīng)分析了升壓和降壓等變換器，它們可以完成直流電壓的變換，但是，它們實際上存在著轉換功能上的局限性，例如，輸入輸出不隔離，輸入輸出電壓比或電流比不能過大以及無法實現(xiàn)多路輸出等。這些局限只能通過變壓隔離器來克服。高頻變壓器在電路中，主要起隔離和降壓的作用。理想的變壓隔離器有如下的特征:(1)從輸入到輸出能夠通過所有的信號的頻率，即從理想的直流到不理想的直流都能變換。(2)變換時可不考慮能量損耗。(3)能使輸入輸出之間完全隔離。(4)變換中，無論從原邊到副邊，或副邊到原邊，都是一樣方便有效。二、變壓器的設計步驟橋式變壓器的設計相對比較容易，兩個半周期都用同一個原邊繞組，磁芯和繞組使用率都比較高。為了減少磁化電流，最好原邊繞組匝數(shù)較多，電感量大，為此，選用高導磁率合金材料的磁芯是合適的，而且磁芯不帶氣隙。具體設計步驟如下:選擇鐵芯型號根據(jù)輸