【文章內(nèi)容簡介】 塊電源的研究 第二章 小功率模塊電源主電路基本拓?fù)涞诙?小功率模塊電源主電路基本拓?fù)湫」β始墑e的模塊電源輸出功率可以是從幾毫瓦到幾十瓦，輸入電壓源可以是蓄電池組，也可以是大功率模塊電源的輸出。隨著數(shù)字設(shè)備的快速發(fā)展，模塊電源在低壓輸出的場合廣泛應(yīng)用，通?？梢灾苯淤N在印刷電路板上，為以專用集成電路、數(shù)字信號處理器、微處理器、存儲器、現(xiàn)場可編程邏輯陣列等數(shù)字或者模擬集成芯片為負(fù)載供電的模塊電源，要求的輸出電壓是相對較低的，對于一個(gè)低功耗的微處理器而言。對于低電壓輸出小功率模塊電源，主電路拓?fù)溥x擇降壓型變換器(Buck Converter)、正激式變換器(Forward Converter)和反激式變換器(Flyback Converter)更為合理。 降壓型變換器降壓型變換器，即Buck型變換器，是一種輸出直流電壓小于輸入主流電壓的單管非隔離式PWM DCDC變換器，它是一種開關(guān)電源基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其輸入與輸出共地，主電路由主開關(guān)、續(xù)流二極管、一個(gè)輸出電容和一個(gè)輸出電感組成，結(jié)構(gòu)簡單，(a)所示。采用Buck型變換器，輸入電壓必須高于輸出電壓，但輸出電壓與輸入電壓的比值不應(yīng)太大或大小，太大或太小的占空比不利于Buck變換器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，太大的占空比可能導(dǎo)致跳周，而太小的占空比可能導(dǎo)致開關(guān)器件不能充分導(dǎo)通或關(guān)斷；在實(shí)際應(yīng)用中，多數(shù)集成PWM控制芯片的輸出占空比是有一定上下限的。Buck型變換器中采用普通二極管續(xù)流，其傳導(dǎo)電阻大，此時(shí)電路的損耗很大，故采用傳導(dǎo)電阻較小的MOSFET代替普通續(xù)流二極管，即采用同步整流技術(shù)，可以解決傳導(dǎo)損耗影響整體效率的問題，應(yīng)用針對于同步整流的Buck型設(shè)計(jì)的PWM控制芯片，其效率可高達(dá)90%以上。由于Buck型變換器屬于非隔離式變換器，因此沒有變壓器做輸入和輸出的電氣隔離，可以節(jié)省體積，但通常僅適用于單輸出的應(yīng)用場合。 反激式變換器(b)所示，廣泛應(yīng)用于高壓和離線供電電源，通常在低輸入電壓時(shí)最大輸出功率為50W。它是一種單管隔離式PWM DCDC變換器，是一種恒功率輸出的開關(guān)變換器。反激式變換器不需要輸出電感，因此它與其他開關(guān)變換器拓?fù)湎啾扔捎趯敵鲭妷焊櫺阅芨枚哂泻艽蟮奈?，而對于多路輸出的?yīng)用場合與其他拓?fù)湎啾鹊牧硪粋€(gè)重要優(yōu)點(diǎn)就是不需要輸出電感可以節(jié)省體積和成本，提高功率密度。反激式變換器的隔離變壓器可以看作是耦合電感，主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，隔離變壓器儲存能量，由于同名端相反而次級的二極管承受反向電壓不導(dǎo)通，此時(shí)負(fù)載由輸出電容供電；主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，初級繞組開路，次級繞組感應(yīng)電動(dòng)勢反向，二極管導(dǎo)通，變壓器存儲的能量通過二極管釋放。由變壓器存儲的能量是否全部釋放可將反激式變換器的工作方式分為連續(xù)方式和斷續(xù)方式。工作在連續(xù)方式下，變換器初級輸入電流連續(xù)，每個(gè)周期變壓器會殘留一定的能量，這部分能量不能轉(zhuǎn)換到負(fù)載端；工作在斷續(xù)方式下，變換器初級輸入電流斷續(xù)，輸出電壓不僅與占空比有關(guān)，并與負(fù)載電流也有關(guān)，當(dāng)占空比一定時(shí)減小負(fù)載電流，輸出電壓會相應(yīng)的升高。這兩種工作方式在控制策略和電路性能上有很大的不同，大多數(shù)小功率級別并需求快速響應(yīng)的應(yīng)用場合，反激式變換器工作在斷續(xù)方式更為合適。 正激式變換器(c)所示，它是500W以下的中小功率電源應(yīng)用最普遍的一種拓?fù)洌な阶儞Q器的拓?fù)浜芟馚uck電路，只需用開關(guān)管、變壓器和二極管的組合來代替Buck型變換器中的主開關(guān)即可。正激式變換器也屬于單管隔離式PWM DCDC變換器，變壓器繞組的同名端是同相位的，即同名端的電壓是同時(shí)增大或同時(shí)減小的。單端正激變換器的變壓器是單相磁化的，磁芯利用率低；每個(gè)周期變壓器必須復(fù)位，否則會發(fā)生變壓器磁芯飽和現(xiàn)象，因此正激變換器必須設(shè)計(jì)變壓器復(fù)位電路。圖 (a)左圖，Buck變換器拓?fù)?b)中圖，反激式變換器拓?fù)?c)右圖，正激式變換器拓?fù)湫」β誓K電源的主電路拓?fù)溥x擇，應(yīng)在優(yōu)先考慮體積和變換器效率的基礎(chǔ)上考慮其他的因素，這些因素主要有，(1) 輸入電壓的范圍輸入電壓的最小值決定了是否能采用Buck型變換器，當(dāng)輸入電壓小于輸出電壓時(shí)，Buck型變換器的主開關(guān)會一直導(dǎo)通，PWM波將跳周，而最大輸出電壓為輸入電壓，不能滿足應(yīng)用的需求；輸入電壓的最大值決定了開關(guān)器件的工作應(yīng)力，我們知道Buck變換器主開關(guān)承受的最大反向電壓為，反激式變換器主開關(guān)的最大反向電壓為，正激式變換器主開關(guān)的最大反向電壓為，其中為變壓器的初級繞組匝數(shù)，為復(fù)位繞組匝數(shù)。(2) 輸入電壓與輸出電壓的比例輸入電壓與輸出電壓的比例影響PWM波占空比，不應(yīng)使占空比太小或者太大，避免跳周和不能充分導(dǎo)通或關(guān)斷開關(guān)管的問題；另外正激式變換器由于變壓器磁芯復(fù)位的問題以及工作在斷續(xù)方式的反激式變換器的能量在開關(guān)管關(guān)斷后需全部輸出負(fù)載端，并需要留有一定的裕值。(3) 是否需要輸入與輸出隔離如果輸入和輸出需要電氣隔離，則需要采用隔離式變換器。(4) 是否有多路負(fù)載應(yīng)用場合需要驅(qū)動(dòng)多路負(fù)載時(shí)，需要采用隔離式變換器，輸入可以通過變壓器與多路輸出耦合，在多路負(fù)載不需要高精度電源驅(qū)動(dòng)的應(yīng)用場合下，通常是多路輸出為一個(gè)主輸出和多路副輸出的組合，主輸出是閉環(huán)控制的故精度較高，副輸出則是開環(huán)的，其精度略低于主輸出；如果變壓器耦合的多路電源輸出不能滿足負(fù)載對精度的需求，則需要設(shè)計(jì)多組變換器。由于次級不需要輸出電感，故反激式變換器在多路輸出的場合可以節(jié)省大量的體積。(5) 潛在的損耗源正激式變換器通常使用RCD電路作為變壓器的復(fù)位電路，這是一種有損的方式，變壓器在復(fù)位電路的電阻上將能量消耗掉，使磁芯復(fù)位，電阻發(fā)熱較大且降低了電源的效率；在輸出級，正激式變換器需要兩個(gè)二極管整流，對于高頻小功率的場合，二極管上的損耗不可忽略，因此正激式變換器較適合中小功率的變換器。反激式變換器和Buck型變換器輸出級只有一個(gè)二極管，那么反激式變換器的損耗主要來自于一個(gè)主開關(guān)、變壓器的損耗以及整流二極管，而Buck型變換器的損耗主要來自主開關(guān)及續(xù)流二極管。本文將以如下參數(shù)的DCDC模塊電源為例，研究軟開關(guān)技術(shù)與同步整流技術(shù)的工作原理以及對模塊電源性能的改善，該模塊電源的基本參數(shù)如下：(1) 輸入：，額定輸入電壓為(2) 輸出：，輸出功率：(3) 輸出頻率：(4) 占空比：D=可知該模塊電源的為單輸出，輸入電壓是一般電池組或蓄電池的輸入電壓范圍，故開關(guān)管的電壓應(yīng)力不會太大，若設(shè)定電源的輸入電流也相應(yīng)較小，對于這樣的小功率模塊電源參數(shù)，三種拓?fù)涠急容^合適。正激式變換器潛在的損耗過大，為了使變壓器復(fù)位，必須設(shè)計(jì)復(fù)位電路，RCD復(fù)位電路是有損的，雖然可以采用有源鉗位技術(shù)能有效的解決這一問題，但對于正激式變換器整體而言，輸出級有兩個(gè)二極管、一個(gè)輸出電感和一個(gè)輸出電壓，處理同樣的輸出功率，相比反激式變換器，正激式變換器占用的空間要大很多，故電源的效率、功率密度都要小。反激式變換器輸出不需要電感，但對于單輸出的反激式變換器，這部分體積與其變壓器相比相近，反激式變換器由于其完全不同的兩種工作，使得反饋回路設(shè)計(jì)復(fù)雜，且理論上次級不能開路，否則會產(chǎn)生過大的輸出電壓；反激式變換器是恒功率輸出的，其斷續(xù)方式適合于要求恒定電流輸出的應(yīng)用，而連續(xù)方式適合于恒定電壓輸出的應(yīng)用，故應(yīng)采用適合恒定電壓輸出的連續(xù)方式，而因連續(xù)工作方式本身的特性(其傳遞函數(shù)具有右半平面零點(diǎn))，必須大幅減小誤差放大器帶寬才能使反饋回路穩(wěn)定[10]，并且反激式變換器沒有輸出電感，故輸出電壓的紋波較大，為了減小輸出電壓的紋波，必須增大輸出電容的值，則必須使用較大體積的電容。相比前兩者，Buck型變換器的設(shè)計(jì)簡單，主電路使用的元器件較少，產(chǎn)生損耗的源主要來自于主開關(guān)和續(xù)流二極管。從該模塊電源的參數(shù)看，占空比、輸入電壓范圍以及主開關(guān)可能承受的電壓、電流應(yīng)力將在一個(gè)合理范圍內(nèi)，且Buck型變換器的輸出電壓紋波較小，可以控制到很高的精度。市面上有很多針對于小功率模塊電源的集成控制芯片都是基于Buck型拓?fù)涞?，提供了很好的設(shè)計(jì)支持，通常驅(qū)動(dòng)同步整流的Buck型變換器控制芯片能在較高頻率下()把電源的效率做到90%以上甚至95%，這樣有利于減小元器件的損耗，縮小模塊電源的體積，提高電源的功率密度。本章分析了小功率模塊電源常用的三種主電路基本拓?fù)涔ぷ鞯幕驹硪约案髯缘膬?yōu)缺點(diǎn)，以一個(gè)輸入5到12V、從三種主電路拓?fù)涞奶匦苑治鍪欠襁m用于該應(yīng)用場合，最后確定使用Buck電路作為模塊電源的主電路拓?fù)?。高功率密度小功率DCDC模塊電源的研究 第三章 Buck型變換器的設(shè)計(jì)第三章 Buck型變換器的設(shè)計(jì)Buck型變換器的設(shè)計(jì)包括兩部分內(nèi)容，即主電路部分和反饋部分。主電路部分需要對輸出電感L和輸出電容C兩個(gè)主要的元件進(jìn)行計(jì)算求值，并選擇與市場上值相近的標(biāo)準(zhǔn)元件。為使Buck型變換器的輸出電感工作在連續(xù)模式，電感的取值依賴于輸出電流的最小值，對于Buck型變換器而言即最小負(fù)載電流；輸出電容的取值由所要求的輸出電壓紋波決定。反饋部分采用電壓模式，相比于電流模式的反饋回路，電壓模式的設(shè)計(jì)簡單，常用于輸出電流較大的應(yīng)用場合，在仿真中采用分立元件組成的誤差放大器實(shí)現(xiàn)，針對于閉環(huán)系統(tǒng)的仿真而設(shè)計(jì)，維持輸出電壓穩(wěn)定。實(shí)際模塊電源設(shè)計(jì)中常采用集成PWM控制芯片來實(shí)現(xiàn)對電源輸出電壓的反饋控制，這樣可以同時(shí)達(dá)到減小模塊電源體積、增強(qiáng)性能、簡化設(shè)計(jì)過程等目的，在仿真軟件中通常沒有這一類的控制芯片模型，故本文中對電路性能的仿真分析只能采用由分立元件組成的控制器，只為達(dá)到控制閉環(huán)電路系統(tǒng)穩(wěn)定的目的。一般由分立元件組成的開關(guān)電源反饋回路有2型誤差放大器、3型誤差放大器和PI控制器等，其中2型誤差放大器是針對輸出電容是通常的等效串聯(lián)電阻(Equivalent Series Resistance，ESR)的鋁電解電容而設(shè)計(jì)的，3型誤差放大器則是針對零ESR的輸出電容。開關(guān)器件的選擇，應(yīng)注意適合模塊電源的工作頻率。小功率級別的模塊電源一般采用電壓驅(qū)動(dòng)型的開關(guān)器件，如IGBT和MOSFET，它們的最小開關(guān)周期是導(dǎo)通延時(shí)、導(dǎo)通時(shí)間、關(guān)斷延時(shí)和關(guān)斷時(shí)間的總和。一般IGBT容量較大，能承受的電壓與電流應(yīng)力也相應(yīng)較大，但由于IGBT正常工作頻率僅在幾十kHz的頻率范圍之內(nèi)，不能工作在開關(guān)頻率為幾百kHz的應(yīng)用場合；MOSFET一般容量較小，承受電壓與電流應(yīng)力也相應(yīng)較小，隨著MOSFET元件性能的不斷提升，可穩(wěn)定的工作在幾MHz的高頻下，適合作小功率高頻模塊電源的主開關(guān)器件。 Buck型變換器主電路設(shè)計(jì)假設(shè)Buck型變換器工作在連續(xù)模式下，即輸出電感的電流連續(xù)。主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，續(xù)流二極管關(guān)斷，輸出電感上的電壓為；主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，續(xù)流二極管導(dǎo)通，輸出電感上的電壓為，則根據(jù)伏秒數(shù)守恒原理，對于輸出電感紋波電流有，其中為變換器工作周期，為電感電流紋波。由式()、()可得輸入輸出電壓比為， 其中D為PWM波占空比，在額定輸入電壓為10V的條件下，有；最小的占空比，最大占空比為。根據(jù)式()可推導(dǎo)輸出電感紋波公式如下，在Buck變換器中，由于電感接輸出級，則輸出電流與輸出電感電流、輸出電容電流的關(guān)系為，在一個(gè)周期內(nèi)的平均值為零，有，則對于buck變換器，平均輸出電流與平均電感電流相等。在計(jì)算臨界電感時(shí)，有，并且此時(shí)的。那么，輸出電感的臨界值為，帶入數(shù)值，假設(shè)使電感電流連續(xù)的最小負(fù)載電流為，可得，取，則輸出電感電流紋波最大值為，當(dāng)主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，主開關(guān)所流過的電流即輸出電感電流，那么主開關(guān)和輸出電感所流過的最大電流為。；選用MOSFET作為主開關(guān)，則其最大承受電流應(yīng)高于25A。對于電容、電感的充放電過程，在一個(gè)周期內(nèi)必然是要相等的，且均等于半個(gè)周期。對于電容，半個(gè)周期內(nèi)的充電電流，則，其中為輸出電壓紋波，即輸出電容上電壓紋波。那么輸出電容的公式為，帶入數(shù)據(jù)，令輸出電容電壓紋波，可得，取。由于電容與負(fù)載并聯(lián)，則電容紋波即輸出電壓紋波。同時(shí)輸出電感L與輸出電容C構(gòu)成一個(gè)低通濾波器，決定了輸出濾波器的截止頻率，且決定輸出電壓紋波。 3型誤差放大器的原理為在仿真時(shí)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，必須設(shè)計(jì)誤差放大器實(shí)現(xiàn)對主開關(guān)的PWM控制。仿真中使用分立元件所組成誤差放大器作為誤差信號的反饋，后級接三角波信號發(fā)生器，兩者相比較得到用以驅(qū)動(dòng)開關(guān)器件的PWM信號。而在實(shí)際的應(yīng)用中多采用集成控制芯片，這些集成電路將有更穩(wěn)定的優(yōu)化的控制算法、軟啟動(dòng)、多路開關(guān)驅(qū)動(dòng)、體積小、設(shè)計(jì)流程簡明等優(yōu)勢。Buck型變換器的后級輸出可看成是一個(gè)LC濾波電路，其增益曲線在轉(zhuǎn)折頻率點(diǎn)以2的斜率下降。圖 Buck型變換器拓?fù)漭敵鯨C濾波器及其增益曲線[10]大多數(shù)鋁電解電容都含有ESR，許多電容制造的產(chǎn)品目錄表明，此類電容的，因此，使用常規(guī)的鋁電解電容時(shí)，減小輸出紋波的方法只能是減小ESR，即增大輸出電容C的值，這樣會增加電容的尺寸，不宜采納[10]。另外一些電容制造廠商以較大的成本生產(chǎn)出零的鋁電解電容，以滿足輸出電壓紋波較小的應(yīng)用場合。使用這種零ESR電容的電路對設(shè)計(jì)反饋回路會造成較大的影響。